Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO)
mit dem CD4046B / MC14046B
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung
Das Ziel ist es, zu verstehen, wie leicht man es sich machen kann, wenn
es darum geht einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zu bauen, wenn
einem ein passender Baustein - eine entsprechende Integrierte Schaltung
(IC) - zur Verfügung steht. Es geht hier um die integrierte
PLL-Schaltung (PLL = Phase Locked Loop) CD4046B bzw. MC14046B. Dieses IC
enthält selbstverständlich auch einen VCO, und dieser wird hier
vorgestellt. Seine Einsatzmöglichkeiten sind vielseitig, auch ohne die
Verwendung der ganzen PLL-Schaltung. Beide ICs sind identisch. Der
CD4068B ist ursprünglich von National-Semiconductor und der MC14046B ist
ursprünglich von Motorola.
Aber nicht immer ist es möglich, ein passendes IC für eine Anwendung zu
finden und man muss unter Umständen eine diskrete oder zumindest
quasidiskrete Lösung finden. Quasidiskret bedeutet, dass zwar auch ein
einfaches IC benutzt wird, jedoch je nach Bedarf auch aktive und passive
Bauteile zum Einsatz kommen. Eine solche VCO-Schaltung, schrittweise
erklärt, soll uns hier zunächst beschäftigen. Es gilt hier die
Einschränkung, dass es um VCOs geht, die nur digitale Rechteckspannungen
erzeugen. Auf diesem Weg zum Ziel haben wir es dem Schmitt-Trigger zu
tun. Es geht dabei einzig um die welche es in gewissen digitalen
NAND-Gattern und Invertern integriert gibt.
Was ist ein VCO und wie kann man selbst einen bauen?
Was ist ein VCO? Es ist die Abkürzung von Voltage-Controlled-Oscillator
und heisst auf deutsch spannungsgesteuerter Oszillator. Es gibt viele
Möglichkeiten einen VCO zu realisieren. Wir beschränken uns hier
betreffs ICs auf die CMOS-Familien CD4xxxxB und MC14xxxB und auf die
High-Speed-CMOS-Familie (HCMOS-Familie) 74HCxxxx.
Beide CMOS-Familien sind elektrisch- und anschlusskompatibel. Suffix B
(Buffer) bedeutet, dass die Ausgänge gepuffert sind und deshalb die
Eigenschaften haben, dass logische Ausgangssignale keine direkte
Rückwirkung auf die IC-interne Schaltung vor dem Buffer haben. Ein
Buffer ist so was Ähnliches wie ein Endverstärker. Man bezeichnet einen
solchen Buffer auch als Treiber. Bei der HCMOS-Familie gibt es diese
Unterscheidung nicht, weil die Ausgänge sind stets gepuffert.
Begriffe: Für Oszillatoren mit rechteckigen Ausgangsspannungen
kommt oft der Begriff Rechteckgenerator zur Anwendung, obwohl dies
genauso ein Rechteckoszillator ist. Das selbe gilt auch für die
Erzeugung von Sinusspannungen. Man sagt ebenso oft Sinusgenerator wie
Sinusoszillator. Beim spannungsgesteuerten Oszillator, ist der Begriff
VCO aus dem Englischen sehr gebräuchlich, weshalb eher auch im Deutschen
der Begriff Oszillator häufig verwendet wird.
Der Schmitt-Trigger als Basis: Wir beginnen mit dem bekannten
einfachen Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie
ihn Bild 1 zeigt. Zunächst, was unterscheidet ein gewöhliches
NAND-Gatter (z.B. CD4011B) von einem mit Schmitt-Trigger-Eigenschaft
(z.B. CD4093B)? Das Wissen, was ein logisches NAND-Gatter ist, wird hier
vorausgesetzt! Link dazu
hier!
NAND-Gatter, ohne und mit Schmitt-Trigger: Das gewöhnliche
NAND-Gatter, ohne die Eigenschaft eines Schmitt-Triggers, hat
eingangsseitig die selbe (unscharfe) Triggerspannung, unabhängig davon,
ob die Eingangsspannung Ue steigt oder sinkt. Genau genommen ist diese
Triggerspannung nichts anderes als ein sehr kleiner Bereich der
Eingangsspannung Ue, bei der die IC-interne Verstärkung extrem gross
ist. Dies führt dazu, dass in diesem hochsensiblen Bereich, Ua sich bei
geringster Änderung von Ue sehr instabil verhält. Aus diesem Grund ist
es nur erlaubt steilflankige Eingangssignale zu benutzen. Dies ganz im
Gegensatz zu einem Logikbaustein mit Schmitt-Trigger-Eigenschaft. Dieser
erlaubt sogar beliebig langsam sich verändernde Eingangssignale, weil
die Schaltung selbst dafür sorgt, dass am Ausgang saubere schnelle
Schaltflanken erzeugt werden. Hier zum Studium die Datenblätter des
CD4011B (ohne Schmitt-Trigger) und des
CD4093B (mit Schmitt-Trigger).
Besitzt das NAND-Gatter Schmitt-Trigger-Eigenschaft, gibt es eine höhere
(VT+) und eine niedrigere Triggerspannung (VT-). Siehe Diagramm rechts
in Bild 1. VT+ dient der Umschaltung des logischen Ausgangspegels Ua von
HIGH (positive Spannung) auf LOW (GND-Pegel = 0 V), wenn Ue den Wert von
VT+ knapp überschreitet. VT- dient der Umschaltung des logischen
Ausgangspegels Ua von LOW auf HIGH, wenn Ue den Wert von VT- knapp
unterschreitet.
Dem aufmerksamen Betrachter des Diagrammes fällt auf, dass VT+ und VT-
nur erreicht und gar nicht über- oder unterschritten wird. Der Schein
trügt, denn würde man die Spannungswerte in der Region von VT+ und VT-
im Millivolt-Bereich vergrössern, wäre das Über- und Unterschreiten
durchaus sichtbar. Es braucht eben nur sehr wenig.
Die Berechnungsformel: Diese Formel in Bild 1 stammt aus dem
Datenblatt des CD4093B und ist hier bloss vollständigkeitshalber
erwähnt, denn ihre praktische Bedeutung ist von geringem Wert. Warum?
Ganz einfach, die Exemplarstreuung der Hysterese-Spannung VH ist recht
gross. Alleine bei einer konstanten Temparatur von 25 °C und bei einer
Betriebsspannung von +10 VDC beträgt der Maximalwert von VH 4.0 V, der
typische Wert 2.2 V und der Minimalwert 1.0 V. Man kann es sich deshalb
ganz einfach machen, in dem man anähernd zur erwünschten Frequenz einen
etwa geeigneten R- und C-Wert aussucht und die Schaltung testet. Man
misst die Frequenz und passt danach mit einfacher Verhältnisrechnung den
richtigen R- und/oder C-Wert an. Damit das IC aber austauschbar ist,
sollte R aus einer passenden Serieschaltung mit einem Trimmpotmeter und
einem Widerstand bestehen. So kann durch Drehen am Trimmpotmeter die
Streu-Toleranz leicht kompensiert werden. Das ist ein gutes Beispiel
dafür, wie man in einer Situation abschätzen kann, ob sich das
(aufwändige) Rechnen lohnt oder eben nicht...
Wie arbeitet ein Schmitt-Trigger?: Wer genauer wissen will, wie
ein Schmitt-Trigger schaltungstechnisch funktioniert - viele Wege führen
nach Rom - wird leicht fündig, wenn man im
Elektronik-Kompendium
in der integrierten Schnellsuche schmitt-trigger eingibt. Sehr
empfehlenswert zu diesem Thema sind auch meine beiden
Elektronik-Minikurse:
- Vom Operationsverstärker bis zum
Schmitt-Trigger, kontinuierlich einstellbar:
Eine Demoschaltung! - Vom Fensterkomparator zum Präzisions-Schmitt-Trigger
Der Rechteckgenerator: Wir kommen jetzt zum einfachen
Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie dies Bild 1
illustriert. Das Prinzip ist denkbar einfach. Vor dem Einschalten der
Betriebsspannung +Ub mit dem ON/OFF-Schalter ist Kondensator C noch
entladen und die Spannung Ue am Eingang des NAND-Gatters, bei dem C
angeschlossen ist, hat noch GND-Potenzial. Beim Einschalten von +Ub,
liegt der Eingang Enable (EN) über dem
Pullup-Widerstand
R1 sogleich auf +Ub (HIGH-Pegel). Dies macht das NAND-Gatter zum
Inverter zwischen Ue und Ua, weil entweder sind beide Eingänge auf HIGH
und der Ausgang liegt invertiert auf LOW oder Ue liegt alleine auf LOW -
die NAND-Bedingung ist nicht erfüllt - und Ua liegt auf HIGH. Wenn man
EN mit GND verbindet, ist die Inverterwirkung unterdrückt, weil ein
Eingang immer auf LOW, bewirkt, dass der Ausgang immer auf HIGH liegt
und dies unabhängig vom Pegel an Ue. Der Enable-Eingang EN macht aus dem
NAND-Gatter ein ein/aus-schaltbarer Inverter, oder anders formuliert,
man kann mit einem Enable-Signal den Rechteckgenerator mittels eines
Logiksignales ein- und ausschalten.
Kondensator C beginnt sich von Ua - der mit seinem HIGH-Pegel beinahe
auf +Ub (im vorliegenden Beispiel 10 V) liegt - über den Widerstand R zu
laden. Hat die Ladespannung Ue die obere Triggerspannung VT+ sehr knapp
überschritten, fällt Ua sehr schnell von HIGH nach LOW. LOW liegt nahe
beim GND-Pegel. Nun entladet sich C soweit bis Ue sehr knapp VT-
unterschreitet, Ua schaltet von LOW auf HIGH und die Oszillation läuft
im selben Rythmus weiter. Auf dem Oszilloskopen sieht man synchron zur
(beinah) zeitsymmetrischen Rechteckspannung Ua (t/T=0.5) eine
dreieckähnliche Spannung an Ue, die man mittels zusätzlicher
Impedanzwandlerschaltung nutzbar machen kann. Dreickähnlich, weil C
über R ge- und entladen wird, was eine e-Funktion bewirkt. Da die
Hysteresespannung UH in Relation zu +Ub relativ klein ist, fällt die
verzerrende Wirkung nicht so sehr ins Gewicht.
Der wichtige Abblock-Kondensator Ck: Wenn schon ein
ON/OFF-Schalter und die Enable-Funktion gezeigt wird, sollte man auch
nicht auf den wichtigen
Abblockkondensator
Ck verzichten, der grundsätzlich zu jedem digitalen (und analogen) IC
zwischen den Anschlüssen der Betriebsspannung und GND gehört. Ck dient
dazu, dass bei den steilflankigen Umschaltvorgängen an jedem
Logik-Ausgang, den erhöhten extrem kurzzeitigen Stromverbrauch, im
Nanosekunden- oder Zehn-Nanosekundenbereich, von diesem Kondensator
übernommen wird. Dazu muss es ein Keramik-Multilayer-Kondensator im Wert
von typisch 100 nF sein. Nur dieser Kondensatortyp hat eine extrem
niedrige parasitäre Serie-Induktivität. Dies ist wichtig, damit dieser
transiente Stromfluss zwischen Ck und dem IC nicht wesentlich gedämpft
wird. Darum müssen zwischen Ck und dem IC die Anschlüsse so kurz wie
möglich sein. Ohne Ck oder wegen schlechter Wirkung von Ck kann die
Oszillatorschaltung zusätzlich parasitär sehr hochfrequent oszillieren,
was die Funktion der Schaltung massiv beeinträchtigen würde. Ein anderer
Grund für Ck, er dämpft allfällige steilflankige Störtransienten auf der
Speiseleitung, die das IC beim Umschalten des Logik-Ausganges erzeugen
kann. Eine Digitalschaltung, die hochfrequenzmässig mit solchen
Kondensatoren bei allen ICs gut abgeblockt ist, erzeugt weniger
Störstrahlung im (ultra-)kurzwelligen Radiofrequenzbereich.
Will man einen Rechteckgenerator mit ebenso wenig Aufwand (auch nur ein
kleines IC), jedoch mit wesentlich höherer Frequenzstabilität und sehr
stabilem Tastgrad von t/T=0.5, mit einem völlig anderen Ansatz der
Schmitt-Trigger-Funktion (zwei Komparatoren und ein RS-Flipflop im
selben IC) realisieren, bietet sich der folgende Elektronik-Minikurs an:
Wir wechseln jetzt zur Schaltung in Teilbild 2.1 und erkennen, dass die
Oszillatorschaltung von Bild 1 etwas modifiziert ist. Nur etwas, und
schon haben wir einen einfachen VCO. Teile wie der ON/OFF-Schalter, die
Enable-Steuerung, und der Abblockkondensator Ck bleiben hier
unberücksichtigt. Ck braucht es aber auf jedenfall zum Abblocken der
Speisung.
Diese Schaltung hat für die Ladung und Entladung des Kondensators C zwei
getrennte Wege. Mit der Spannung am Schleifer des Potmeter P
(VCO-Spannung) wird C über R aufgeladen. Nach Überschreiten von VT+
(siehe auch Bild 1) wird C über die Diode D mit ihrem sehr niedrigen
Innenwiderstand und dem ebenso sehr niedrigen Innenwiderstand der
Ausgangsstufe des NAND-Gatters, da dieser jetzt auf LOW gesetzt ist,
sehr schnell entladen. Danach ist Ua wieder auf HIGH. Beim erneuten
Aufladen von C über R sperrt D, weil die Spannung an Ua höher ist als
die Ladespannung an C. Diode D hat also eine Schalterfunktion. Für
höhere VCO-Frequenzen sollte man eine Diode mit hoher
Schaltgeschwindigkeit einsetzen. Die universale
Silizium-Kleinsignaldiode
1N914
hat eine Recovery-Time von nur 4 ns und eignet sich sehr gut. Die
Germanium-Diode
1N270
(beim Einsatz des 74HC132) ist vielleicht ähnlich schnell (keine
Datenblattwerte), da sie für UHF-technische Schaltungen eingesetzt
wird. Da die Hysterese besonders bei niedriger Betriebsspannung klein
ist, funktioniert der VCO im 74CH132 nur sauber, wenn man anstelle einer
Silizium- (1N914), eine Germanium- (1N270) oder noch besser eine
Schottky-Diode, z.B.
BAT43
verwendet. BAT43 hat eine Recovery-Time von 5 ns.
Je höher die VCO-Spannung an P eingestellt ist (mehr Strom durch R), um
so rascher wird C bis zu VT+ (siehe auch
Bild 1)
aufgeladen. Dadurch ist die Zeitdauer T um so kürzer und um so höher ist
die Frequenz des VCO (f=1/(T+t)). Der bereits erwähnte sehr niedrige
Innenwiderstand von D verursacht stets eine sehr kurzzeitige
Entladedauer t von C. Bei einem Innenwiderstand der CMOS-Ausgangsstufe
von etwa 100 Ohm oder weniger (74HC132) erreicht man bei vorliegend
dimensioniertem Beispiel ein t/T-Tastgrad von etwa 1/1000. Will man ein
grösseren Tastgrad, schaltet man in Serie zur Diode D ein Widerstand.
Bei einem Wert von 1 k-Ohm erhöht sich der t/T-Tastgrad auf etwa
1/100. Es ist mit dieser einfachen VCO-Schaltung nicht möglich ein
d/T-Tastgrad von 1/2 (zeitsymmetrisch) zu realisieren. Will man dies,
muss man einen doppelt so hohen VCO-Frequenzbereich mit R und C
dimensionieren und dafür einen Frequenzteiler, mittels JK-Flipflop oder
ein von /Q nach D rückgekoppeltes D-Flipflop, zwischenschalten. In Bild
2 ist einfachheitshalber ein T-Flipflop (T = toggle) gezeichnet. Das
Diagramm oberhalb der der Nadelimpulse des VCO-Ausganges Ua ist der
Flipflop-Ausgang mit der halben Frequenz (f=1/(2*(T+t))) und dem
absoluten Tastgrad von t/T=0.5. Die Grundlagen zu den Flipflops
vermittelt das
Elektronik-Kompendium.
Warum ist P mit 1 k-Ohm hundert mal niederohmiger als R mit 100 k-Ohm? P
muss so viel kleiner sein als R, damit es eine Spannungsquelle ist die
sich zum Messen eignet. Die Beeinflussung dieser VCO-Spannung durch die
RC-Ladung und RD-Entladung wirkt sich nur noch sehr schwach aus.
Perfekter ist es, wenn man die Schaltung in Teilbild 2.2 einsetzt. Die
Impedanzwandler-Schaltung liefert einen Quellwiderstand nahe bei Null
Ohm und als Potmeter kann man einen beliebig höheren Ohmwert einsetzen.
Warum aber soviel selbst bauen, wenn es viel einfacher geht! Man nehme
ganz einfach einen preiswerten PLL-IC, auch wenn man nur gerade seinen
VCO benötigt. Man verwendet diesen und lässt den Rest beiseite. Davon
berichtet das folgende Kapitel.
By the way: Bevor es weitergeht empfehle ich dem Electronic-Beginner
die Schaltungen in den Bildern 1 und 2 auf einem Testboard aufzubauen,
um mit dem Experimentieren zusätzlich etwas dafür zu tun, ein Gefühl für
die praktische Schaltungstechnik zu entwickeln. Ich verspreche
spannenden Zeitvertreib.
Die VCO-Schaltung des CMOS-IC CD4046B bzw. MC14046B
Es lohnt sich dieses IC zu verwenden, wenn man, aus welchen Gründen auch
immer, nur gerade den VCO benötigt. Es gibt zwei Features die dieses IC
interessant machen: Es erzeugt frequenzunabhängig ein stabiles (TK @
15VDC = 0.015%/K) zeitsymmetrisches Rechtecksignal (t/T = 0.5) und man
kann mit zwei Widerständen den relativen Frequenzbereich (Frequenzhub)
dimensionieren. R2 und C1 legen die minimale Frequenz am Ausgang fest,
wenn Ue (VCO-Spannung) den niedrigsten Wert hat. Die maximale Frequenz
wird durch R1 und C1, addiert mit der Offset-Frequenz (minimale
Frequenz), gebildet. Ue muss dabei maximale Spannung haben. Man beachte
dazu die beiden Formeln. Diese gelten aber nur mit Einschränkungen. Dazu
äussert sich das Datenblatt des
MC14046B
auf Seite 4 unten links unter dem Titel
"VCO output frequency (f)":
Note: These equations are intended to be a design guide. Since
calculated component values may be in error by as much as a factor of 4,
laboratory experimentation may be required for fixed designs. Part to
part frequency variations with identical passive components is typical
less than ± 20%.
Vor allem diese Aussage "laboratory
experimentation may be required for fixed designs" ist
Wasser auf die Mühle meiner Elektronik-Minikurse. Ich danke dem Autor
des MC14046B-Datenblattes. Das Datenblatt des CD4046B ist weniger
ausführlich.
Graphische Darstellung von VCO-Spannung und Frequenz
Teilbild 4.1 illustriert den maximalen VCO-Frequenzbereich. Dies ist
dann der Fall wenn R2 unendlich hoch ist. In der Praxis bedeutet dies,
dass R2 nicht eingesetzt ist. Pin 12 des IC bleibt unbelegt. Der
Arbeitsbereich zeigt, dass die VCO-Spannung (Ue) nur zwischen beinahe
VSS und beinahe VDD liegen darf. Es gibt bei
beiden Spannungsextremen einen kleinen Totbereich, bei der eine
VCO-Spannungsänderung keine Frequenzänderung bewirkt. Teilbild 4.2
illustriert den durch R2 reduzierten relativen Frequenzbereich bei
gleich grossem VCO-Spannungsbereich.
Was ist der Zweck des eingeschränkten Frequenzbereiches bei gleich
grosser VCO-Spannung und damit der definierbaren Minimal- und
Maximalfrequenz? Realisiert man mit diesem VCO eine PLL-Schaltung, kann
man den VCO-Frequenzbereich möglichst genau dem Fangbereich der PLL
anpassen. Damit erreicht man ein stabileres Arbeiten der PLL-Schaltung.
Der restliche durch das Loopfilter unterdrückte Phasenjitter wird
dadurch zusätzlich minimiert. Mehr zum Thema PLL liest man
in meinen folgenden beiden Elektronik-Minikursen:
Die schnelle HCMOS-Version
Es sei noch erwähnt, dass es auch eine schnelle HCMOS-Version dieses PLL-IC gibt. Es ist der 74HC4046. Dieser eignet sich für höhere VCO-Frequenzen, dafür ist der Betriebsspannungsbereich mit 2 bis 6 VDC niedriger. Man konsultiere die Datenblätter und vergleiche sie. Interessant ist die Detailschaltung des VCO, die es nur in diesem Datenblatt des 74HC4046 gibt.
Komfortable VCO-Schaltung mit Wechselspannungseingang
Beim Einsatz dieses integrierten VCO wird ein komplexeres analoges
Umfeld vorgestellt, das in verschiedenen Anwendungen zum Einsatz kommen
kann. Es geht dabei um eine Signalverstärkung, um eine synchrone
Gleichrichtung ohne Einsatz von Dioden, um die Erzeugung einer
Referenzspannung, weil nur eine positive Betriebsspannung und der GND
zum Einsatz kommt, und es zeigt, wie man mit einer Opamp-Schaltung den
VCO-Bereich an die Pegelunterschiede des verstärkten Eingangssignales
anpasst und gleichzeitig die Referenz-Gleichspannung zum VCO auf den
GND-Pegel kompensiert wird. Damit erst ist es möglich, dass die
VCO-Frequenz bis auf 0 Hz hinuntergefahren werden kann und der
VCO-Frequenzbereich vollständig ausgenutzt wird.
Da als Opamps so genannte lineare CMOS-Opamps (LinCMOS-Opamp) zum
Einsatz kommen, werden diese traditionsreichen und noch immer sehr
beliebten Opamp-Familien von Texas-Instruments näher vorgestellt.
Die folgende Schaltung ist teilweise ein Ausschnitt aus einem kleinen
batteriebetriebenen
EMG-BioFeedback-Gerät,
das dazu dient mit Hautoberflächenelektroden gemessene EMG-Signale
zusätzlich zu verstärken, filtern,
gleichrichten,
glätten
und mittels einer VCO-Schaltung eine eingangspannungsabhängige (Ue)
Tonfrequenz zu erzeugen. Die Höhe der Tonfrequenz, ist das Mass der
Intensität einer Muskelkontraktion. Soviel zum Hintergrund der folgenden
Schaltung in Bild 5:
Die Schaltung arbeitet im Single-Supply-Modus. Dies bedeutet, dass es
nur eine positive Betriebsspannung, nämlich +Ub gibt. Während im
Dual-Supply-Modus (±Ub) GND als Signalreferenz dienen kann, muss hier
ein Spannungswert zwischen +Ub und GND als Referenz erzeugt werden. Man
nennt diese Spannung die Arbeitspunkt- oder die Referenzspannung. Bei
analogen aktiven Bauteilen die spannungssymmetrisch einwandfrei
arbeiten, kann man für den Arbeitspunkt exakt die halbe Betriebsspannung
(+Ub/2) wählen. Ist dies nicht der Fall, muss die Spannung des
Arbeitspunktes so gewählt werden, damit die maximale
Spannungsaussteuerung der aktiven Bauteile (Opamps) symmetrisch erfolgt.
Dies erreicht man in der vorliegenden Schaltung mit den beiden
ungleichen Widerständen R14 und R15. Die '1' in diesen beiden
Widerständen bedeutet die Widerstandstoleranz von 1%. Die resultierende
Teilspannung wird mit C5, folgendem Impedanzwandler IC:A1 und C6 auf
eine niedrige Impedanz gesetzt und rauscharm gehalten. Diese
Teilspannung ist der Arbeitspunkt, bzw. die Referenzspannung für die
gesamte Schaltung. Sie wird hier mit Ux bezeichnet.
IC:A2 arbeitet als Wechselspannungsverstärker mit einer Verstärkung von
etwa 20. R4 und C2 dienen der DC-Entkopplung mit einer
Hochpassfilter-Grenzfrequenz von 3.3 Hz. Der Eingang ist ebenfalls
mittels passivem Hochpassfilter aus C1 und R2 DC-entkoppelt. Durch die
Wahl von C1 und R2 kann man diese Grenzfrequenz bestimmen. Es empfiehlt
sich diese niedriger zu dimensionieren als die welche sich mit R4 und C2
ergibt. Wählt man für beide passiven Hochpassfilter die selbe
Grenzfrequenz, hat diese eine Dämpfung von 6dB anstatt bloss 3 dB, was
je nach Anwendung unerwünscht ist. Während das Hochpassfilter aus R4 und
C2 die DC-Offsetspannung des Opamp IC:A2 unterdrückt, unterdrückt das
Hochpassfilter aus C1 und R2 eine allfällige DC-Offsetspannung der
externen Wechselspannungsquelle an Ue und es ermöglicht Ue mit GND zu
referenzieren. R1 sorgt für die Ladung von C1 auf den Wert Ux, damit
beim Ankoppeln einer externen Quelle kein Störimpuls auftreten kann. Der
Eingangswiderstand beträgt nach vorliegender Dimensionierung 500 k-Ohm
(Parallelwiderstand von R1 und R2). Der Eingangswiderstand des Opamp
IC:A2 ist, weil CMOS-Technologie, vernachlässigbar hochohmig.
Auf diese Verstärkerschaltung folgt der Synchron-Gleichrichter der in diesem Link
ausführlich beschrieben ist. Die so gleichgerichtete Wechselspannung
wird mit einem einstellbaren Integrator TIME-CONST gemittelt. Es
stellt sich eine Mittelwertspannung ein, welche aber nicht zu GND,
sondern zu Ux referenziert ist. Das heisst: Ohne
Eingangsswechselspannung Ue, liegt die Spannung am nichtinvertierenden
Eingang des Opamp IC:C (Pin 3) ebenfalls auf Ux. Dies bedeutet, dass der
Bereich der gemittelten Gleichspannung an C3 nur einen Wert zwischen Ux
und maximal etwas weniger als +Ub, hier 6 VDC, annehmen kann, weil der
Ausgang von IC:B2 nicht die volle Betriebsspannung erreichen kann. Die
nachfolgende VCO-Schaltung ist aber in der Lage eine
VCO-Eingangsspannung von beinahe GND (VSS) bis beinahe +Ub
(VDD) zu verarbeiten. Siehe dazu noch einmal Bild 4. Dem
aufmerksamen Betrachter fällt auf, dass an IC:D der Widerstand an Pin 12
fehlt und er weiss jetzt, dass man damit die grösste
Frequenzaussteuerbarkeit (siehe Teilbild 4.1) erreicht. Die vollständige
Funktionsbeschreibung der Ux-Compensation erfolgt gleich im Kapitel
"Die zweifache Aufgabe des Opamp IC:C".
Die zweifache Aufgabe des Opamp IC:C
Um die Schaltung mit IC:C in den Bildern 5 und 6 richtig zu verstehen,
empfehle ich den Elektronik-Minikurs
Operationsverstärker I zu lesen,
es sei der Leser verfügt über genügend Elektronikkenntnisse um auch so
das Folgende zu verstehen:
Die Schaltung in Teilbild 6.1 stammt aus dem Elektronik-Minikurs Operationsverstärker I, Kapitel
"Die virtuelle Eingangsspannung bei der nichtinvertierenden
Verstärkung" mit dem Teilbild 5.3. Die Berechnungsformel zeigt wie
die Referenzspannung Ur berechnet werden muss, um eine Eingangsspannung
Ue so zu kompensieren, dass Ua zu 0 VDC wird. Im vorliegenden Beispiel
wird eine Gleichspannung von 0.666 VDC auf 0 VDC kompensiert. Wir
übertragen diese Schaltung auf die in Teilbild 6.2, welche die
"Ux-Compensation" von Bild 5 ist. Ue wird zu Ux und Ua wird zu
Uvco. Ur bleibt sich gleich.
Der Opamp IC:C hat zwei Aufgaben: Er muss einerseits den zu kleinen
Bereich der DC-Steuerspannung auf den Bereich verstärken der sich für
den VCO-Eingang (Pin 9) für IC:D (VCO des CD4046B) eignet. Ux kann sich
nur zwischen 2.6 V (keine Eingangswechselspannung in Bild 5) und etwa 5
V ändern. Dies ist eine Spannungsänderung von nur dUx = 2.4 V. Damit
lässt sich der nachfolgende VCO nicht aussteuern. R10 und R11 verstärken
diese Spannungsvariation auf 6.5 V, bezogen auf GND, was etwas mehr ist
als benötigt wird, wobei der Opampausgang diesen Wert gar nicht
erreichen kann. Der maximale Eingangsspannungsbereich des VCO liegt
beinahe zwischen GND und der Betriebsspannung (Teilbild 4.1). Diese
Verstärkung wird folgendermassen berechnet:
dUvco = dUx * ((R10/R11)+1) = 2.4V * ((560k/330k)+1) = 6.5V
Es fällt auf, dass die Werte von P2 und R12 nicht in die Berechnung mit
einbezogen sind. Man kann P2 und R12 praktisch vernachlässigen, wenn der
Parallelwiderstandswert von P2 und R12 klein ist gegenüber R11. Dies
trifft mit etwa 5 k-Ohm hier auch zu. Es gilt im schlechtesten Fall der
Parallelwiderstandswert von P2 und R12, weil der Quellwiderstand der
Betriebsspannung vernachlässigbar niedrig ist. Diode D1 hat einen
dynamischen Widerstand von weniger als 500 Ohm beim vorgegebenen
Querstrom Iq von etwa 0.3 mA.
Anderseits dient diese Opampschaltung als Pegelshifter. Der Wert von
Uvco (keine Eingangsspannung an Ue in Bild 5) muss mit D1, P2 und R12
auf GND "heruntergezogen" werden. P2 stellt man so ein, dass ohne
Eingangssignal der VCO gerade noch nicht, oder wenn man es bevorzugt,
mit einer sehr niedrigen Frequenz schwingt. Entsprechend des Wertes der
Ue-Wechselspannung (Bild 5) erfolgt dann die Höhe der VCO-Frequenz
fOUT, welche ausgewertet werden kann. Die Ux-Compensation
berechnet sich gemäss der Formel in Teilbild 6.1 zu:
Ur = Ux * ((R10+R11)/R10) = 2.6V * ((330k+560k)/560k) = 4.13V
R12 in Serie zu P2 reduziert den Einstellbereich von P2 auf ein
brauchbares Mass, trotzdem empfiehlt sich ein
Mehrgang-Trimmpotmeter, wegen der leichteren Einstellbarkeit, zu
verwenden.
Es stellt sich jetzt noch die Frage wozu die Diode D1 überhaupt
gebraucht wird. Im Prinzip müssen weder LinCMOS-Opamps noch der PLL-IC
CD4046B oder MC14046B mit seinem hier benötigten VCO stabilisiert
gespiesen werden. Eine einfache Batterie als Spannungsquelle genügt.
Nachteilig dabei ist allerdings, dass die VCO-Frequenz, besonders im
niedrigen Betriebsspannungsbereich, etwas abhängig ist von dieser
Betriebsspannung. Mit einer einigermassen konstanten Spannungsquelle mit
weniger als 1 VDC zwischen der Betriebsspannung und dem einen Anschluss
von P2, lässt sich diese Abhängigkeit etwas reduzieren. Dafür sorgt D1.
Dies geht aus Experimenten mit vielen CD4046B- bzw. MC14046B-Exemplaren
hervor. Dies ist nicht durch Datenblattinformationen gedeckt. Beim
Einsatz einer stabilisierten Betriebsspannung kann man auf D1
verzichten. Eine solche Spannungsregelschaltung ist der Diode D1 dann
dringend vorzuziehen, wenn eine hochempfindliche Verstärkerschaltung mit
dabei ist. Bei der Schaltung der EMG-Biofeedback-Anwendung ist dies der
Fall.
Um die Schaltung mit IC:C vollständig zu begreifen - begreifen wie sie
funktioniert - muss man sich klar machen, dass der Opamp im
eingeschwungenen Zustand eine Eingangsdifferenzspannung von praktisch 0
V hat. Dies bringt die Bezeichnung Ux' zum Ausdruck. Ux'
ist die so genannte virtuelle Ux-Spannung. Wenn dies klar ist, versteht
man leicht, wie gross die Spannungen über R11 und R10 in Teilbild 6.2
sein müssen. Solches zu verstehen ergänzt das Wissen wie man rechnet
ganz besonders. Erst in diesem Zusammenhang versteht man die
elektronische Schaltungstechnik wirklich. Nur Mathematik alleine ist zu
reduktionistisch!
Der LinCMOS-Opamp
Die hier verwendeten Opamps sind so genannte LinCMOS-Typen von
Texas-Instruments. Sie eignen sich für Single-Supply-Anwendungen (z.B.
+5 VDC). Dies bedeutet, die Spannung an ihren Eingängen darf den Wert
von GND haben, ohne dass die Opamps in ihrer Funktionalität
eingeschränkt werden. Die Ausgangsspannung geht ebenfalls bis auf GND
hinunter, wenn der Ausgang nicht mit einem signifikanten Strom im
mA-Bereich belastet ist. Die maximale Eingangsspannung, welche
verarbeitet werden kann, muss etwa 1 V unterhalb der Betriebsspannung
liegen und die maximal mögliche Ausgangsspannung liegt ebenfalls etwa 1
V unterhalb der Betriebsspannung, auch wenn die Strombelastung noch so
niedrig ist. LinCMOS-Opamps sind daher keine Rail-to-Rail-Opamps, dafür
sind sie deutlich sie preiswerter als solche.
LinCMOS-Opamps gibt es in der Single-, Dual- und Quadversion. Bei jeder
Version gibt es Typen für den Low-, Medium- und High-Bias-Mode. Der
erstgenannte Typ benötigt am wenigsten Betriebsstrom und ist dafür am
langsamsten, d.h. dieser Opamp hat die geringste Unity-Gain-Bandbreite
und den niedrigsten Slewrate. Genau umgekehrt verhält sich der zu letzt
genannte Typ. Für Batterieanwendungen kann man mit diesen LinCMOS-Opamps
den Strom-/Leistungsverbrauch und die Geschwindigkeit auf einander
abstimmen. Es gibt noch einen wichtigen Zusammenhang: Je niedriger der
Biasstrom ist, um so höher ist die Rauschspannungsdichte.
Will man sich auf Single-Opamps beschränken, hat man die Möglichkeit den
Bias-Mode, bzw. Strom-/Leistungsverbrauch, in den selben drei Stufen mit
einem Opamp zu wählen. Dafür benutzt man den Opamp TLC271 mit seinem
Anschluss Bias-Select (Pin 8). Liegt dieser, wie bei IC:C in Bild 5, auf
positiver Betriebsspannung, ist der Low-Bias-Mode aktiv. Auf halber
Betriebsspannung gilt der Medium-Bias- und auf GND-Pegel der
High-Bias-Mode. Wenn der Opamp mit Dual-Supply (z.B. ± 2.5 VDC)
betrieben wird, muss für Medium-Bias (mittleren
Strom-/Leistungsverbrauch und mittlere Geschwindigkeit) der
Bias-Select-Anschluss mit GND verbunden werden. Dieser Anschluss bietet
die Möglichkeit eine Schaltung, mit vielen TLC271, in einen
leistungsreduzierten Standby-Zustand zu schalten.
Texas-Instruments bietet
Datenblätter zu diesen LinCMOS-Opamps, die gut dokumentiert sind. Das
Datenblatt zum LMC271 enthält alleine 31 Funktionsdiagramme für den
High-Bias-Mode. Bild 5 enthält mit IC:A und IC:B zwei
Dual-LinCMOS-Opamps mit Medium-Bias Mode, - gekennzeichnet durch den
Buchstaben 'M' in der Typennummer von TLC27M2. Die '2' am Schluss weist
auf die Dualausführung hin. IC:C ist der LinCMOS-Opamp in
Single-Ausführung TLC271. Mit dem Anschluss Pin 8 (Bias-Select) nach +6
VDC ist der Opamp in den Low-Bias-Mode geschaltet.
Der aufmerksame Leser wird sich fragen, warum für IC:A und IC:B die
mittelschnellen Opamps nötig sind, während für IC:C der Low-Bias-Mode
ausreicht. Das ist schnell erklärt: IC:A2 verstärkt niederfrequente
Signale und IC:B gleichrichtet diese Signale. Dazu reicht der
Low-Bias-Mode nicht aus. Bei höheren Frequenzen würde die Amplitude
sinken. Dies wäre die Auswirkung der zu niedrigen Unity-Gain-Bandbreite.
Bei höheren Frequenzen und höheren Amplituden würde zusätzlich das
Signal
nichtlinear verzerren,
was eine Folge einer zu niedrigen Slewrate ist. IC:C muss hingegen nur
langsam variable Spannungen verstärken, dessen Grenzfrequenz von der
Einstellung des Integrators mit einer Zeitkonstante zwischen 50 ms und 1
s gegeben ist. Falls diese Schaltung mit einer Batterie betrieben wird,
verschenkt man sich wertvollen Power, würde IC:C im Medium- oder
High-Bias-Mode arbeiten.
Thomas Schaerer, 09.09.2001 ; 02.12.2002 ; 17.12.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 18.12.2003 ; 03.01.2008 ; 11.05.2010 ; 28.03.2011 ; 12.04.2015