Master-Slave-Netzschalter
mit Elektronik und Relais
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung
Jeder kennt sie, die Steckdosenleisten mit einem Hauptschalter mit oder ohne eingebautem Neonlämpchen, das anzeigt ob die Steckdosen aktiviert sind oder nicht. Dieser Schalter ist der Meister, der alle Sklaven, die Steckdosen, ein- und ausschaltet, wie dies Bild 1 skizziert:
Es gibt aber eine elegantere elektronische Methode, wobei das Gerät, das stets im Einsatz sein soll, als Master dient. Schaltet man dieses Gerät ein, schaltet es auch alle andern (Slaves) ein, welche man eingeschaltet haben möchte. Dies wird dadurch bestimmt, ob das jeweilige Gerät (Slave) eingeschaltet ist oder nicht. Diese Geräte sind an den Slave-Steckdosen angeschlossen. Damit im Master-Gerät kein Eingriff vorgenommen werden muss, überwacht eine kleine Elektronik, ob das Master-Gerät Strom aus dem 230-VAC-Netz bezieht oder (fast) nicht. Diese Elektronik ist im kleinen Kästchen in Bild 2 mit dem symbolischen Relaiskontakt, das die Slave-Geräte ein- und ausschaltet, angedeutet:
ACHTUNG: Netzspannung!!! Lebensgefahr!!! Nichts für Anfänger!!!
Die Schaltung in diesem Elektronik-Minikurs arbeitet unter
230-VAC-Netzspannung. Es ist höchste Vorsicht geboten! Alle
Manipulationen in der Schaltung müssen stets mit einem
TRENNTRANSFORMATOR durchgeführt werden! Die Schaltung muss
berührungssicher nach SEV-, bzw. VDE-Norm, realisiert und in ein Gehäuse
eingebaut werden!
Der Nachbau dieser Schaltungen ist für Anfänger oder Bastler ohne
notwendiges Wissen im Umgang mit der 230-VAC-Netzspannung ungeeignet!!!
Nachbau, Tests, Manipulationen und Einsatz erfolgen stets auf eigenes
Risiko!!!
Ohne Umwege direkt zur Schaltung
Die beiden Schaltungen in Bild 3 (gleich hier) und in
Bild 7
sind in der Funktion und, mit einer kleinen Ausnahme, in der Schaltung
identisch. Der einzige Unterschied besteht darin, dass zum Schalten der
230-VAC-Spannung hier ein Relais mit einer Spulenspannung von 48 VDC und
in Bild 7 mit einer Spulenspannung von 230 VAC zum Einsatz kommt. Die
Schaltung in Bild 7 habe ich ursprünglich für meine Stereoanlage im
April 2010 realisiert. Sie ist noch heute Ende 2019 fast täglich im
Einsatz.
Dieser kleine Hinweis deutet darauf hin, dass diese Schaltungen, ohne
zusätzliche Massnahmen, für den eher niedrigen Leistungsverbrauch im
230-VAC-Bereich konzipiert sind. Sollte ein leistungsstarker Verbraucher
zum Einsatz kommen, der auch noch einen hohen Einschalt-Stromimpuls
(Trafo) erzeugt, sind zusätzliche Massnahmen zu treffen. Dazu empfehlen
sich (zum Studium) zwei weitere Elektronik-Minikurse:
- Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit mittelgrossen Ringkerntrafos
- Einschaltstrombegrenzungfür Netzteile mit Ringkerntrafos, ohne Trafo-Sekundärspannung....
Der Stromsensor
Wenn das Master-Gerät eingeschaltet ist, fliesst auf der
230-VAC-Netzleitung ein Strom, der mit IM
(Master-Strom) bezeichnet ist. IS ist der Strom der
Slave-Geräte. IM fliesst durch das Diodennetzwerk
D1 bis D6 und parallel dazu durch den Widerstand R1 (Stromsensor). Diese
antiparallel geschalteten Dioden - D1 bis D3 mit D4 bis D6 - erzeugen
bei eingeschaltetem Master-Gerät, eine pulsierende (positive)
Gleichspannung (an der Anode von D7), die geringfügig höher liegt
als die dreifache Dioden-Schwellenspannung, abhängig vom Strom etwa 2.4
bis 3 Vp (p = peak). Um diesen sehr kleinen Betrag ist die AC-Spannung
am Master-Ausgang niedriger, was bei einer Spannung von 230 VAC (325 Vp)
keine Bedeutung hat.
Im Falle der Verwendung von Dioden zwischen 1N4001 bis 1N4007, was hier
erlaubt ist, weil keine dieser Dioden von D1 bis D6 je eine grössere
Sperrspannung bekommt, als die Flussspannung der benachbarten Diode, ist
die Spannungsfestigkeit kein Thema (Datenblatt:
1N4001-1N4007).
Gleiches gilt für Diode D7 für die Gleichrichtung. Die Sperrspannung
kann nie grösser sein, als die Summenflussspannung von D4, D5, und D6
und das sind maximal etwa 3 V. Weil man mit diesen 1N400x-Dioden oft
auch Anwendungen mit höheren Spannungen hat, lohnt es gleich die 1N4007
zu kaufen (z.B. für 230VAC-Gleichrichtung), weil der Preisunterschied
nicht nennenswert ist.
Der maximal zulässige AC-Strom des Master-Gerätes beträgt 1 A. Ist dies
zu wenig, ist mit dem Einsatz von
1N5401-Dioden
ein Maximalstrom von 3 A möglich. Die 1N5401-Diode hat die niedrigste
Sperrspannung, die aus dem selben Grund, wie ebenso beschrieben, genügt.
Für D7 genügt auch hier eine 1N400x-Diode. Man könnte auch eine
Kleinsignaldiode, z.B.
1N914,
einsetzen. Beim Laden von C1 ergibt sich, bei zufälligem Einschalten bei
der postiven Peakspannung, ein Stromstoss von knapp 0.14 A. Das würde
der 1N914, identisch mit 1N4148, noch nicht schaden, aber auf der
siecheren Seite wäre man eben schon mit einer 1N400x-Diode. Der maximal
zulässige Dauerstrom einer 1N914-Diode beträgt 75 mA.
Mit Bild 4 betrachten wir dieses Diodennetzwerk etwas näher. Teilbild
4.1 zeigt einen Ausschnitt von Bild 3. Der niedrige Strom durch R1
spielt hier keine Rolle, weil das Mastergerät gerade aktiv ist. Das
Diodennetzwerk ist hier das Thema. Der AC-Strom (Wechselstrom) setzt
sich zusammen aus dem positiven Halbwellenstrom I2, der durch die Dioden
D1, D2 und D3, und dem negativen Halbwellenstrom I1, der durch die
Dioden D4, D5 und D6 fliesst. Diese beiden Ströme erzeugen
annäherungsweise eine Rechteckspannung U1 im Betrag von +2.4 bis +3 Vp
und -2.4 bis -3 Vp (Teilbild 4.2). Dies sind jeweils dreimal die
Diodenflussspannung einer der drei in Serie geschalteten Dioden.
Die beinahe rechteckige Spannungsform kommt zustande, weil bei einer
Sinusspannung von 230 VAC (325 Vp), die Spannungsflanke der ersten paar
Volt nach dem Spannungs-Nulldurchgang sehr steil ist und nach diesen
paar Volt auch schon die Spannungsbegrenzung durch die Dioden erfolgt.
Bei relativ wenig Strom beträgt die Durchfluss-Spannung pro Diode etwa
0.8 V und bei maximalem Strom kann es so sogar knapp etwas mehr als 1 V
sein.
Die Frage ist, ob es den überhaupt drei Dioden braucht um die Basis
eines NPN-Transistors T1 anzusteuern. Wir benötigen eine geglättete
DC-Spannung (Gleichspannung). Daher muss D7 als gleichrichtende Diode
arbeiten, die die gleichgerichtete positive Rechteckspannung U2, zwischen
1.7 bis 2.3 Vp, bezogen auf den Nullpegel (REF), erzeugt. Der Strom
durch D7 ist so niedrig, dass man mit einer D7-Diodenflussspannung von
etwa 0.7 V rechnen kann.
Der Ladeelko C1 ist bei dieser Betrachtung nicht im Einsatz. U3 ist die
als Rechtecksignal pulsierende Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa
0.65 Vp. Über R3 fällt die Differenzspannung U2-U3 ab. R3 dient der
Basis-Strombegrenzung von T1. Die R2*C1-Zeitkonstante, mit etwa 1ms,
dient nur zur Begrenzung Einschaltgeschwindigkeit der
T1-T2-Transistorkaskade und schützt damit T1.
Mehr dazu und warum es zwischen Basis und Emitter von T2 in den Bildern
3 und 6 den Widerstand R10 bedarf, erfährt man im Elektronik-Minikurs:
-
Relaisbetrieb an 230 VAC
Siehe Kapitel "Überspannung trotz Tansistorkaskade"!
Warum die beiden Diodenpfade antiparallel geschaltet sein müssen,
leuchtet ein, weil ein AC-Strom fliessen muss. Man kann sich jedoch
fragen, ob man auf D5 und D6 nicht verzichten und diese überbrücken
kann, weil man benötigt sowieso nur eine positiv gleichgerichtete
Spannung U1. D7 benötigt man aber trotzdem, weil die Spannung U2
geglättet sein muss mit C1. Praktisch gesehen, könnte man also auf D5
und D6 verzichten und -U1 läge zischen -0.8 und -1 V. Nimmt man es aber
ganz genau, entsteht durch diese Spannungsasymmetrie von +U1 zu -U1
ebenfalls eine Asymmetrie des AC-Stromes. I1 wäre demnach etwas grösser
als I2 und dies bedeutet, dass der AC-Strom einen DC-Stromanteil
enthält.
Test mit Ringkerntrafo: Oft enthält ein Master-Gerät ein
Netztrafo und dieser schätzt es überhaupt nicht, wenn auch nur ein
geringer DC-Stromanteil durch die Primärspule fliesst. Der
Ruhestromanteil kann dadurch empfindlich erhöht werden. Ich habe dies
mit einem kleinen Ringkerntrafo mit einer Nennleistung von 30 VA
getestet. Bild 5 zeigt den Test:
Teilbild 5.1 zeigt im Leerlaufbetrieb (Sekundärwicklung unbelastet) den
Ringkerntrafo an einer Spannung von 230 VAC. Der AC-Leerlaufstrom
beträgt bloss 7 mA. Solch niedrige hauptsächlich induktive
Leerlaufströme sind für Ringkerntrafos, auch bei höheren VA-Leistungen,
typisch. Teilbild 5.2 zeigt eine zur 230-VAC-Spannung in Serie
geschaltete DC-Spannung von nur 2 VDC. Das entspricht etwa einer
Asymmetrie von zwei Silizium-Dioden, wie weiter oben beschrieben. Der
Leerlaufstrom erhöht sich auf 42 mA. Kleine Ursache grosse Wirkung!
Vorsicht bei einem Experiment. Schaltet man eine DC-Spannung von einem
Netzgerät in Serie mit der Netzspannung von 230 VAC, muss man parallel
zur DC-Quelle eine Leistungs-Z-Diode mit etwa 5 VDC schalten, damit eine
allfällige Einspeisung von 230 VAC ins Netzgerät kein Problem macht.
Das Netzgergerät muss eine steuerbare Strombegrenzung haben.
Will man diese Problematik vermeiden, ganz einfach, man verwendet eine
Batterie mit einem Potmeter zur Einstellung der DC-Spannung.
Wir betrachten jetzt abwechslungsweise
Bild 3 und
Bild 4!
Beide Bilder anklicken und im Bildschirm so platzieren, dass man sie gut
sieht beim Lesen des folgenden Textes.
Das Zusammenwirken von Stromsensor und Relais-Betriebsspanung:
Wenn das Master-Gerät eingeschaltet ist, muss T1 leiten und dies setzt
voraus, dass an der Basis von T1 eine Spannung anliegt, die der
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 entspricht, damit überhaupt ein
T1-Basisstrom, und damit ein verstärkter T1- und T2-Kollektorstrom,
fliessen kann. Wie das Diodennetzwerk D1 bis D7 die Spannung erzeugt,
ist bereits erklärt und damit das Relais REL eingeschaltet ist. Damit
T1, bei eingeschaltetem Master-Gerät, dauerhaft eingeschaltet ist, muss
diese rechteckförmige AC-Spannung mit D7 gleichgerichtet und mit C1
geglättet werden. C1 ladet sich mit einer leicht reduzierten
Geschwindigkeit der ansteigenden Flanke (siehe weiter oben) auf den
Spitzenwert der Spannung U2. R2 ist notwenig, weil der Quellwiderstand
des Diodennetzwerkes im leitenden Zustand sehr niederohmig ist. R2 und
C1 bestimmen die Geschwindigkeit der ansteigenden Flanke. R3 und R4 muss
man dabei nicht berücksichtigen, weil diese Widerstandswerte deutlich
höher sind als R2.
In der stromfreien Phase von D7, entladet sich C1 hauptsächlich über R3
durch die Basis-Emitter-Strecke von T1 und solange genügend
T1-Basisstrom fliesst, solange erhält die Spule des Relais REL
Erregerstrom und der Relaisanker bleibt angezogen. Unterhalb der
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1, wenn kein T1-Basisstrom mehr
fliesst, entladet sich C1 über R3 und R4 vollständig. Entscheidend für
den Betriebszustand des Relais ist die C1*R3-Zeitkonstante und diese
beträgt 25 ms, wobei die wirkliche Zeitkonstante etwa doppelt so gross
ist, weil der eine Anschluss von R3 nicht auf gleichem Potenzial liegt
wie die Kathode von C1 (auf REF), sondern um diese
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 höher liegt. Das bedeutet, dass
die Spannung über R3 und somit der Entladestrom von C1 über R3 niedriger
ist. Die stromfreie Phase von D7 dauert eine Sinushalbwelle und das sind
bei der Netzfrequenz von 50 Hz 10 ms. Da die effektive
C1*R3-Zeitkonstante mit etwa 50 ms fünfmal so hoch ist, reduziert sich
der T1-Basisstrom in dieser D7-Sperrphase nicht wesentlich. Der Strom
durch die Relaisspule bleibt erhalten. Das ist sehr wichtig, weil genau
während nur dieser Sperrphase kann das Relais über D8 einen
Halbwellengleichstrom erhalten.
Der T1-Basisstrom berechnet sich folgendermassen:
Ib=((1.7V - UBE(T1)) / R3) -
(UBE(T1) / R4)
Bei der vorliegenden Dimensionierung von R3 und R4 resultiert ein
T1-Basisstrom von minimal 1.5 mA. Dieser Strom reicht aus um ein Relais
mit einem Strom von mehr als 30 mA über T1 und T2 zu schalten. Das hier
vorgeschlagene hochsensible Relais, mit einer Spulenspannung von 48 VDC,
benötigt jedoch bloss 4 mA. Bei einem solchen Relais kann man R3 und R4
getrost etwas höher und C1 etwas niedriger wählen. Oder man kann auch
mehr als ein Relais parallel schalten, falls die Kontaktbelastung von
einem Relais zu hoch wäre.
Weiter oben liest man, dass die Relaisspule nur in der Phase über D8
Strom bekommt, wenn D7 sperrt und deshalb C1 in dieser Phase den
T1-Basisstrom liefern muss. Angenommen die Spannung an der Kathode von
D8 wäre mit der von D7 phasenidentisch, dann trifft dies nur dann zu,
wenn das Master-Gerät eine rein ohmsche Last ist. Die Last ist immer
zumindest teilweise induktiv, wenn der Netztrafo des Master-Gerätes nur
zum Teil ausgelastet ist, was z.B. bei einem Stereo-Leistungsverstärker
mit Bestimmtheit der Fall ist. Auch aus diesem Grund muss T1, im
eingeschalteten Zustand des Master-Gerätes, ständig eingeschaltet sein,
und dafür braucht es D7, C1, R3 und R4 auch in diesem Fall. R4 braucht
es nur, damit beim Abschalten des Mastergerätes, der Basisstrom nicht zu
langsam "hinunterschleicht", was das Relais unnötig langsam ausschalten
lässt und dies die Funkenbildung am Kontakt begünstigen würde. Und nur
mit R4 wird C1 vollständig entladen.
Die Standby-Situation: Und jetzt zur Frage wozu es R1 benötigt?
Wenn das Master-Gerät ausgeschaltet ist, bleibt manchmal ein kleiner
Standyby-Strom. Das kann verschiedene Gründe haben. Ein solcher ist
häufig der, dass auf den 230VAC-Eingang ein Netzfilter folgt, dessen
Aufgabe es ist, Störsignale zu dämpfen. Ein solches Netzfilter,
bestehend aus einer kleinen Ringkerndrossel und ein X- und zwei
Y-Kondensatoren, am 230-VAC-Netz, verursacht einen AC-Strom, meist im
mA-Bereich bis maximal etwa 10 mA (kapazitive Last). Ein anderer Grund
ist eine Bereitschaftsfunktion, die dazu dient, dass das Gerät beim
Einschalten unverzögert aktiv sein kann. Da kann der Standby-Strom
leicht im mittleren 10mA-Bereich oder sogar höher liegen. Hier noch die
Schaltung eines solchen
Netzfilters
aus dem Elektronik-Minikurs
Kondensatornetzteil.
R1 muss so dimensioniert sein, dass bei einem Standby-Strom im
ausgeschalteten Zustand des Master-Gerätes, eine Spannung abfällt, die
so klein ist, dass mit Sicherheit noch kein T1-Basisstrom fliessen kann.
Dies ist dann mit Sicherheit der Fall, wenn die Spannung an C1 (U2)
kleiner bleibt als 0.5 V. Besser noch maximal 0.2 V, damit der Abstand
zur Basis-Emitter-Schwellenspannung des T1 von typisch 0.65 V sicher
gross genug ist. Die spannungsteilende Wirkung von R3/R4 im Bereich
unterhalb der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 mit nur einem
Faktor von 0.75, bleibt absichtlich unberücksicchtigt, zur sicheren
Sperrung von T1 im Standby-Betrieb. U2 liest man vor und nach R2 (Bild
4). Das ist Absicht, weil R2 sehr niederohmig ist im Verhältnis zu R3
und R4. Die Spannung über R2 ist sehr gering. Wozu R2 Sinn macht, ist
weiter oben ausführlich beschrieben.
R1 berechnet sich wie folgt:
R1 = (0.2V + UD7) /
IStby
(R4 kann man hier vernachlässigen.)
Da über D7 nur ein sehr kleiner Strom fliesst, setzt man für
UD7 0.65 V ein.
Beispiel: Eine Standbyfunktion mit einem Strom von 7 mA verlangt einen
R1-Wert von maximal 121 Ohm, damit die Spannung an C1 den Wert von 0.2
VDC nicht übersteigt. Man wählt einen Wert von 120 Ohm.
Verlustleistung von R1 (Shunt-Widerstand): Bleiben wir bei diesem
Beispiel und wir überlegen uns, wie gross die maximale Verlustleistung
über R1 ist, wenn das Master-Gerät in Betrieb ist. Damit das Relais
sicher einschalten kann, muss das D1-D6-Diodennetzwerk im
Spannungsbegrenzungsmodus arbeiten. Die minimale Spannung U1 liegt bei
etwa 2.4 VAC. Diese Spannung tritt auf, wenn durch R1 = 120 Ohm ein
Strom von minimal 20 mA fliesst. Soviel muss das eingeschaltete
Master-Gerät minimal brauchen, damit, mit diesem Beispiel, der
Master-Slave-Netzschalter sicher einschaltet.
Die maximale Spannung über dem Diodennnetzwerk (U1) liegt bei 3 VAC. Da
diese Spannung praktisch rechteckförmig ist, ist der Spitzenwert ebenso
praktisch identisch mit dem Effektivwert. Eine Effektivspannung von 3
VAC über einem Widerstand von 120 Ohm erzeugt eine Leistung von gerade
75 mW. Man kann für R1 einen kleinen 1/4-W-Widerstand einsetzen,
unabhängig davon ob das Master-Gerät im eingeschalteten Zustand nur
etwas mehr als 20 mA oder beinahe 3 A (D1-D6 = 1N5401) konsumiert. Der
dominante Strom fliesst stets durch das Diodennetzwerk.
Verlustleistung von R1 bei höherem Standby-Strom: Wiederholt an
dieser Stelle, bei einem Standby-Strom des Mastergerätes von 7 mA (bei
meiner Anwendung) ergibt dies ein R1-Widerstandswert von 120 Ohm mit
einer R1-Verlustleistung von 75 mW im Betriebszustand des Mastergerätes
bei U1 = 3 VAC (Rechteck). U1 ist die maximale AC-Spannung mit
rechteckiger Form über R1, gegeben durch das Diodennetzwerk aus D1 bis
D6. Das Bezugspotenzial ist angegeben mit REF. Diese Spannung von etwa 3
VAC bleibt relativ konstant, unabhängig von der Grösse der
Master-Betriebsstromes IM. Im Standby-Zustand
unterschreitet U1 diese dreifache Diodenflussspannung, weil U1 durch R1
definiert ist.
Ein Leser wollte die Schaltung nachbauen, jedoch sein Mastergerät
verbraucht 90 bis 110 mA im Standby-Betrieb. Für den mittleren Wert von
100 mA ergibt dies R1 = 8.5 Ohm. Aus der E12-Widerstandsreihe wären dies
8.2 Ohm mit einer Verlustleistung 1.1 W. Diese Verlustleistung ergibt
sich, weil im aktiven Zustand des Mastergerätes der Betriebstrom an U1
die Spannung von 3 VAC erzeugt. Zur Anwendung käme ein
Kleinleistungswiderstand von 2 W.
Ein Wunsch nach Einstellbarkeit mittels Potmeter wäre machbar mit
Leistungs-Potmeter. Kleine Trimmpotmeter eignen sich dafür nicht. Die
Grenze dafür liegt bei einem Standby-Strom von maximal 45 mA. Da beträgt
R1 = 18 Ohm (E12-Reihe) mit einer Leistung von 0.5 W. Da ist es möglich,
mit einem 25-Gang-Trimmpotmeter TPx fein einstellbar zu arbeiten.
Dabei wäre R1 der Vorwiderstand mit 18 Ohm für die Begrenzung des
maximalen Standby-Stroms von 45 mA und einem Trimmpot TPx mit 50 Ohm
(minimaler Standby-Strom = 12.5 mA) oder 100 Ohm (minimaler
Standby-Strom = 6.8 mA, wie etwa beim fixen R1 mit 120 Ohm). Diese
Version mit R1 und TPx zeigt dieser Schaltungsausschnitt in Bild 6:
Zu niedrige Überbrückungsverzögerung: Ein Leser bemängelte, dass
diese zu niedrig ist. Das könnte einen Sinn machen, wenn das Mastergerät
einen sehr kurzen Unterbruch hat, aus welchen Gründen auch immer. Da
hilft nur eines: C1 durch einen Elko mit deutlich höherer Kapazität zu
ersetzen. Liegt die Verzögerung im Sekundenbereich, verlangt dies eine
C1-Kapazität im 1000µF-Bereich.
Alternativ dazu kann man die Schaltung so ändern, dass zwischen R3/R4
und der T1-Basis ein aktiver Impedanzwandler (Opmp) geschaltet wird.
Damit könnte man C1, R3 und R4 angepasster dimensionieren. Für die
Speisung des Opamp braucht es dann auch noch etwas "Zugemüse"....
Die Relaisschaltung in (Bild 3)
Warum BJT und nicht MOSFET: T1 und T2 bilden eine
NPN-Tqransistorkaskade mit dem Zweck die hohe gleichgerichtete
pulsierende DC-Spannung, mit einem Spitzenwert von 325 VDCp, auf zwei
Transistoren gleichmässig zu verteilen. Diese Methode bietet sich an,
wenn die Schaltleistung klein ist und weil es problematisch ist kleine
bipolare Transistoren (BJT), z.B. im TO92-Gehäuse, zu erhalten, welche
höhere Kollektor-Emitter-Spannungen als 400 V im offenen Schaltzustand
(Uce0) ertragen. Es gibt zwar kleine Power-MOSFETs im TO92-Gehäuse,
welche 600 V ertragen (z.B. BSS125 oder BSP125), jedoch ist die
Gate-Source-Steuerspannung für diese Anwendung zu hoch. Das
Diodennetzwerk D1 bis D6 eignet sich wegen zu geringer Spannung dazu
nicht. Man würde noch mehr Dioden benötigen oder eine andere
Sensorschaltung einsetzen müssen.
Da jedoch die verwendeten NPN-Transistoren
MPSA42
und
MPSA44
preiswert und leicht erhältlich sind bei z.B. Farnell,
Mouser, und RS-Online, bietet sich diese
BJT-Kaskadenmethode hier geradezu an. Der MPSA42 erlaubt eine offene
Kollektor-Emitter-Spannung von 300 V. In der Kaskade mit zwei
Transistoren ergeben sich 600 V. Will man noch mehr Sicherheit, gibt es
auch den mit 400 V. Diese Lieferanten habe ich im Dezember 2019
überprüft.
Diese Relaisschaltung wird hier nicht weiter thematisiert. Mehr dazu
liest man im Elektronik-Minikurs
Relaisbetrieb an 230 VAC.
Man beachte dabei auch das spezielle Problem im Kapitel "Überspannung
trotz Tansistorkaskade", das weiter oben nur kurz angedeutet ist.
Der Überspannungsschutz und Hitzeschutz
Der Einsatz eines Überspannungsschutzes (Metalloxyd-Varistor VAR) ist
eine Option. Sein Einsatz empfiehlt sich generell in Gegenden, wo mit
Auswirkungen von Blitzeinschlägen zu rechnen ist. Das Ausschalten von
hohen Induktivitäten kann ebenfalls schädliche Überspannungsimpulse
erzeugen. Weil die Stärke des Überspannungsimpulses nicht bekannt ist,
ist es wichtig, dass der Varistor VAR nach der Sicherung F1 folgt, damit
F1 möglichst durchbrennt und der VAR und zur Hauptsache die nachfolgende
Schaltung nicht zerstört wird.
Es stellt sich hier eher die Frage nach der (mechanischen) Grösse, bzw.
nach der Absorbtion der Transientenergie und des Stossstromes des
Varistor. Ich weiss selbst nicht, nach welchen Kriterien man wählen muss
und so wähle ich stets nach dem mechanisch grössten Varistor in einem
Elektronik-Katalog, sofern dies der Aufbau der Schaltung zulässt. Die
Preisunterschiede sind gering und die Varistoren sind preiswert. Der
hier vorgeschlagene Varistor von EPCOS findet man bei Farnell
unter der Bestellnummer 100-4354 (Dezember 2019).
EPCOS-Daten: B72210S231K101 - VARISTOR, 36.0J,230VAC
Zusätzlicher Schutz bietet eine irreversible Thermosicherung FT, die man
im Gehäuse in der Nähe des Varistors VAR platziert. Es kann nämlich
passieren, dass durch stark belastende Überspannungsereignisse gewisse
Varistoren niederohmiger werden und dadurch viel Wärme erzeugen. Erreicht
die Temperatur in der Nähe des Varistors einen Wert von etwas mehr als
100 °C, unterbricht die Thermosicherung FT (Fuse-Thermo) den Stromkreis
dauerhaft.
Die Sicherungen F1 und F2 und der maximale Strom
WICHTIG! F1 muss man so wählen, dass F1 den Strom aller
angeschlossenen Geräte (Master und Slave) aushält. Es ist auf jeden Fall
eine träge, wenn nicht sogar superträge Sicherung zu wählen. Man muss
dabei den gesamten Dauerstrom und den gesamten Einschaltstrom-Impuls
aller Geräte berücksichtigen.
Beides darf auf keinen Fall den maximalen Dauerstrom und den maximalen
Einschaltstrom-Impuls des Relaiskontaktes überschreiten!
Man konsultiere dazu die Datenblätter zu den beiden Relais in Bild 3 und
Bild 7:
Relais in Bild 3 (Produkt: FINDER)
Relais in Bild 7 (Produkt: SCHRACK)
Ursprung der Schaltung: Wenn, wie weiter oben im Kapitel "Ohne
Umwege direkt zur Schaltung" im ersten Abaschnitt angedeutet, ein
Master-Slave-Netzschalter bei einer Heim-Stereoanlage zum Einsatz kommt,
ist dieses Problem gering. Das einzige Gerät, das einen "stärkeren"
Netztrafo aufweist, ist der Endstufenverstärker, der in der Regel auch
das Master-Gerät ist, weil dieses Gerät schliesslich immer im Einsatz
ist, da die Lautsprecher stets gebraucht werden. Die andern externen
Geräte (Slave), wie CD-Abspielgerät, MP3-Recorder,
(Kasetten-)Tonbandgerät, Plattenspieler und Radioempfänger, sind meist
kleine 230-VAC-Netzstromverbraucher mit kleinen Netztrafos.
Wird ein Master-Slave-Netzschalter für Slave-Geräte mit grossem
Einschaltstromimpuls eingesetzt, empfiehlt sich eine elektronische
Verzögerungsschaltung, die die Geräte nacheinander einschaltet.
Vielleicht empfiehlt sich auch die Begrenzung des
Einschaltstromeimpulses mittels Leistungs-NTC (Heissleiter) und
nachträglicher Überbrückung mittels Relaiskontakt, zwecks Abkühlung des
NTC. Mehr zu diesem Thema liest man in den folgenden zwei
Elektronik-Minikursen:
- Einschaltstrombegrenzung für
Netzteile mit Ringkerntrafos
- Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos, ohne Trafo-Sekundärspannung
Die Sicherung F2 dient dem Schutz der Elektronik des
Master-Slave-Netzschalters. Die Feinsicherung mit dem gerinstem Strom,
die leicht erhältlich ist, beträgt 32 mA. Manchmal findet man
20-mA-Sicherungen. An dieser Stelle kann man eine flinke Sicherung
verwenden, weil kein nennenswerter Einschaltstromimpuls auftreten kann.
Es geht aber nicht nur um den maximal zulässigen Einschalt-Stromimpuls.
Beim totalen Dauerstrom allen Slaves ist zu beachten, dass der maximale
Dauerstrom des Relaiskontaktes nicht überschritten wird, wie bereits
weiter oben schon thematisiert.
Die selbe Schaltung mit einem 230-VAC-Relais mit Printlayout
Es ist fast die selbe Schaltung wie die in Bild 3, ausser dass hier ein
Relais mit einer Spulenspannung von 230 VAC zum Einsatz kommt. Wie und
warum ein solches Relais auch mit einer Halbwellen gleichgerichteten
Spannung betrieben werden kann, liest man ebenfalls im
Elektronik-Minikurs
Relaisbetrieb an 230 VAC
(Kapitel: "Das AC-Relais im Einsatz").
Die einzige noch fehlende Information ist die, was es mit R5 und R6 auf
sich hat. Wegen R6, ein Null-Ohm-Widerstand ist nicht nötig und R5
benötigt es gemäss
Relaisbetrieb an 230 VAC
auch nicht, weil dieses Relais gerade den richtigen Strom von etwa 3 mA
aufnimmt. Ein Test zeigt allerdings, dass die Relais-Anzugsspannung bei
90 VAC liegt. Dies finde ich doch ein wenig übertrieben niedrig. Mit R5
= 22 k-Ohm erhöht sich die Relais-Anzugsspannung auf 120 VAC. Die
Verlustleistung an R5 beträgt 70 mW. Ich habe die Schaltung für meinen
Zweck so dimensioniert. Aber ich denke, man könnte die Anzugsspannung
mit einem höheren Wert von R5 durchaus noch erhöhen.
Die beiden Platzhalter für R5 und R6 habe ich in meiner Schaltung extra
dafür vorgesehen, dass ich im Falle eines ganz anderen Relais genügend
Dimensionierungsspielraum habe.
Printlayout: Da ich im Juni 2003 eine fast 30 Jahre alte
Schaltung durch die neue in Bild 7 ersetzte, habe ich für mich im Jahre
2010 ein Printlayout mit
Sprint-Layout 6.0
realisiert, das hier zu sehen ist und auch für andere nützlich sein
kann:
Eine präzise Bauteilliste gibt es nicht. Das einzige montagekritische
Bauteil ist das Relais, je nach alternativem Produkt. Die andern
Bauteile, wie Widerstände und Kondensatoren, kann man sich aus den
Printrastermassen der Skizze leicht selbst zusammenstellen. Dioden
(1N4007) und Transistoren (MPSA42) sind eindeutig. Allzu schwierig
dürfte das nicht sein. Um die exakten Masse zu reproduzieren, muss man
sich die folgende ZIP-Datei herunter laden:
SPRINT/Layout-Download.
Diese ZIP-Datei beinhaltet folgende Dateien: viewlayout50.exe ist
der Viewer von SPRINT-5.0, der gratis ist und ein massstabgerechter
Ausdruck des Printlayouts auf eine durchsichtige Folie, zur eigenen
fotochemischen Herstellung eines Printes, erlaubt. Mit diesem Viewer
ladet man mslave.lay. Der Viewer arbeitet unter verschiedenen
Windows-Versionen. Man beachte die Angaben unter dem Hersteller
Abacom. Ich verwendete damals Windows-XP.
Die aktuelle SPRINT-Version ist SPRINT-6.0 (12.2019).
Thomas Schaerer, 12.06.2003 ; 18.12.2003 ; 26.12.2006 ; 13.01.2007 ; 23.08.2009 ; 22.02.2010 ; 21.03.2010 ; 17.05.2010 ; 22.06.2010 ; 02.06.2011 ; 07.08.2014 ; 01.11.2017 ; 16.12.2019