Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes
0.1 - 10 VDC / 3A
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Dieses Foto zeigt links die Gleichrichterschaltung mit dem Spannungsverdoppler ohne den grossen Ladelko, der mechanisch extra befestigt werden musste. Die grossen Dioden des Leistungsbrückengleichrichters haben aus thermischen Gründen einen grossen Abstand und die langen Drähte unterstützen die Kühlung, welche mit grossflächigen Lötaugen und breiten Leiterbahnen erfolgt. Es eignet sich natürlich ebenso gut ein integrierter Brückengleichrichter. Auf der rechten Seite sieht man die Leiterplatte mit der Schaltung des Spannungsreglers. Es stand beim Entwurf der Schaltung genügend Platz zur Verfügung, weshalb die Bauteile etwas "gestreut" sind. Der grüne dicke Widerstand rechts ist der Shuntwiderstand R3 in der Strombegrenzungsschaltung in Bild 1.
Einleitung
Es ist ein Netzgerät aus den 1980er-Jahren mit einstellbarer
Ausgangsspannung zwischen 0.1 und 10 VDC mit einem maximalen Strom von 3
A. Die Strombegrenzung ist mittels Trimmpoti genau kalibrierbar im
Bereich dieser 3 A. Was den Leistungstransistor betrifft, arbeitet
dieser im Low-Dropout-Modus, wenn die Spannungsdifferenz knapp ist. Mit
einem Trimmpoti kann man die maximale Ausgangsspannung definieren, die
man mit dem Poti auf der Frontplatte einstellen kann. Damit lässt sich
vermeiden, dass z.B. TTL- oder HCMOS-Versuchsschaltungen durch zu hohe
Betriebsspannung zerstört werden. Eine LED zeigt an, wenn der maximale
Strom erreicht ist und die Spannungsregelung nicht mehr korrekt
arbeitet. Die aktuell (März 2018) leicht überarbeitete Schaltung erhielt
eine alternative preiswertere Referenzspannungsquelle, die man bei nicht
extremer Anforderung als Referenz- und Betriebsspannung für die interne
Schaltung einsetzen kann. Dies macht den allfälligen Nachbau etwas
preisgünstiger. Diese Quelle arbeitet nach dem Bandgap-Prinzip. Auch
ohne Interesse an einem Nachbau bietet diese Schaltung einiges. Man
lese dazu den Abschnitt der mit "Alternative Lösung" beginnt...
Im Jahre 1981 stand ich vor der Entscheidung einige mit
Germanium-Transistoren bestückten und in den 1960er-Jahren gebauten
Labornetzgeräte wegzuwerfen und diese durch neue käufliche Geräte zu
ersetzen oder diese alten zu renovieren. Diese Frage drängte sich auf,
als ein solches Gerät wieder einmal bei Schaltungsexperimenten zu Tode
gefoltert wurde, was auch keine allzu grosse Kunst war. Ich überlegte
mir damals folgendes:
"Es hat einen guten Trafo, ein stabiles Metallgehäuse mit allen nötigen
Anschlüssen, ein analoges Anzeigeinstrument für die Ausgangsspannung und
eine Lampe welche den Überlastzustand anzeigte. Ich habe mich damals zur
Renovation entschlossen, weil ich es ganz einfach zu schade fand, all
die funktionierenden Teile wegzuwerfen. Der Begriff "Entsorgung", was
dies im Einzelfall auch immer heissen mag, existierte damals noch nicht.
Die Renovation bestand zur Hauptsache aus einer neuen Steuerplatine,
einem neuen Gleichrichterteil und einer Neubestückung der
Kühlkörperprofils mit Silizium-NPN-Leistungs-Transistoren."
Ich habe mich aus folgendem Grund für das Schreiben dieses
Elektronik-Minikurses entschieden: Ich bekomme immer wieder E-Mails von
Lesern, die mit der Grundschaltung in
Bild_4
im Elektronik-Minikurs
Einfaches_Labornetzteil_mit_NPN-Komplementärdarlingtonstufe
höhere Ausgangsspannungen erzeugen wollen. Diese Grundschaltung dort
zeigt, wie man es mit einem Transistor vermeiden kann Opamps mit
höheren Betriebsspannungen einsetzen zu müssen. Genau dieses
Schaltungsprinzip kommt hier zur Anwendung. Diese Grundschaltung mit
diesem Bild 4 ist im Kapitel "Welche Alternativen gibt es für höhere
Spannungen" beschrieben.
WICHTIG: Damit dieser Elektronik-Minikurs nicht zu lang wird,
halte ich die Beschreibung der Schaltung in Bild 1 (Kapitel "Die
Schaltung") etwas knapp. Was die grundsätzliche Funktion der
Spannungsregelung betrifft, ist sie identisch dem oben genannten
Elektronik-Minikurs zum Thema
Labornetzteil. Der wesentliche Unterschied der beiden
Netzteilschaltungen: Die Schaltung hier arbeitet im Leistungsbereich mit
einer von mir benannten Pseudo-Darlingtonstufe (Kollektoren nicht
verbunden), in der andern Schaltung ist es eine
Komplementär-Darlingtonstufe (Sziklai-Connections). Hier genügen Opamps
mit niedrigen Betriebsspannungen, unabhängig von der Spannung des
Leistungsteils. Dies ist in der andern Schaltung nicht der Fall, mit dem
Nachteil, dass die Auswahl an Opamps geringer ist. Der Vorteil dieser
beiden Schaltungen ist, man lernt beide Methoden kennen.
Es ist dabei dem Leser selbst überlassen, mit seinen Ideen die Schaltung
in Bild 1 zu verändern. Auch dies hier ist ein Kurs über elektronische
Schaltungstechnik und keine Bausatzvermittlung, um dies wieder einmal
deutlich zu machen! Schaltung und Beschreibung dienen auch der Anregung
zu eigenen Ideen, wie bei allen Elektronik-Minikursen.
Bessere Resultate: Ganz allgemein gilt, wenn man etwas renoviert,
ist es sinnvoll nicht nur modernere Technik einzusetzen, um bestehende
Probleme zu beseitigen. Man sollte, wenn immer möglich, auch wichtige
Daten verbessern. So wurde hier eine höhere stabile Ausgangsspannung bei
gleich hohem Strom, eine wesentliche Reduktion der Rauschspannung am
Ausgang und einen niedrigeren statischen Ausgangswiderstand erreicht im
Vergleich zur vorherigen Schaltung mit Germanium-Halbleitern.
Alternative Lösung: Man kann bei einer Revision auch eine
alternative Schaltung mit hoher Integrationsdichte anstreben. Es gibt
dafür integrierte lineare Spannungsregler mit hoher Leistung und so spart
man Bauteile. Wirtschaftlich betrachtet, ist dies oft der richtige Weg.
Hier im
Elektronik-Kompendium
und in meinen
Elektronik-Minikursen
geht es um praxisbezogenes Erlernen von elektronischer
Schaltungstechnik. In diesem Minikurs richtet sich der Fokus auf das
Studium betreffs der Spannungsregelung, Strombegrenzung (ist auch eine
Regelung), eine veränderte angepasste Darlingtonschaltung und wie
realisiert man eine einfache Überlastanzeige. Interessant und lehrreich
für den Elektronik-Bastler, Elektronik-Azubi und für den werdenden
Elektro-Ingenieur. Mit dem praktischen Umgang von Transistoren, Dioden,
Opamps als Verstärker und Komparator, Spannungsregler und passiven
Bauteilen, gewinnt man an nützlicher Erfahrung.
Die Schaltung
Erneuerungen: Mit dem Update vom März 2018 wurde das Schaltschema
(Bild 1) teilweise erneuert. Die Erneuerung besteht aus der Diode D6
mit einer wichtigen Funktion und einer preiswerteren Alternative zur
10V-Spannungsrefenz AD581, die mit mehr als 30 Euro, für den Einsatz
hier, viel zu teuer ist und wahrscheinlich nicht mehr all zu lange
erhältlich sein wird. LM369 und LM368-10 sind längst obsolet. Es geht
aber ebenso mit dem preiswerten Spannungsregler
LM317L,
dem kleinen Bruder des leistungsfähigeren aber hier nicht notwendigen
LM317,
weil diese Spannungsregler haben intern eine hochstabile
Bandgap-Referenz,
genau so wie der teure
AD581.
Also ist es durchaus geeignet für Referenzanwendungen, bei nicht
speziell hohen Stabilitätsanforderungen, den LM317L als
Referenzspannungsquelle einzusetzen, wie z.B. für die vorliegende
Netzteil-Schaltung in Bild 1. Dies besonders dann, wenn der LM317L nicht
nennenswert belastet wird, bzw. schaltungsintern nicht aufgeheizt wird.
Betrachten wir aus dem Datenblatt des LM317L dieses
Diagramm.
Bei einer Ausgangsspannung des LM317L von knapp 10 VDC (~9.6 VDC)
entsteht bei einer Temperaturänderung von <20 ºC bis 75 ºC eine
Differenz von gerade etwa 10 mV durch diese 0.1 %. Die selben 10 mV
gelten für eine Ausgangsspannung an +Ub = 10 VDC. Ist die maximale
Spannung mit dem Trimmpoti P2 auf +5 VDC eingestellt, beträgt die
maximale Spannungsdifferenz 5 mV. Siehe dazu das rote Rechteck unten
links im Diagramm!
Diese 75 ºC ist die Junction-Temperatur. Die Umgebungstemperatur, welche
den LM137L beeinflusst, ist jedoch deutlich niedriger, weil der
Kühlkörper des Leistungstransistors T1 diese 75 ºC gar nicht erreichen
darf. Der Eigenstromverbrauch des LM317L ist hier vernachlässigbar
niedrig. Der Betriebsstrom des
CA3130 (OA1)
und des
CA3140 (OA2) beträgt
gemeinsam etwa 8 mA. Runden wir auf 10 mA. Der Strom durch durch R11
beim LM317L beträgt knapp 5 mA. Die Stromsumme beträgt also knapp 15 mA.
Mit R10 teilen wir die Verlustleistung auf in etwa zwei gleichen Teile.
Mit R10 = 390 Ohm beträgt die Spannung über R10 etwa 6 VDC, genau soviel
wie die Dropoutspannung über dem LM317L. Die Verlustleistung beträgt je
etwa 90 mW. Das ist vernachlässigbar wenig.
Für höhere Präzisionsanforderungen kann der Leser selbst eine
Referenzschaltung mit z.B.
REF102
realisieren. Diese 10V-Referenz kostet etwa 1/6 des AD581. Man kann
auch eine deutlich niedrige Referenzspannung einsetzen, dann muss man
zur Betriebsspannung von OA1 und OA2 eine zusätzliche einfache
stabilisierte Spannungsquelle realisieren.
Einem fleissigen und regelmässigen Leser und Schreiber im
ELKO-Forum
stellte im
alten_Schaltschema
fest, dass bei einer sehr schnellen Spannungsreduktion mit Poti P1,
bei unbelastetem Ausgang +Ub, der Elko C7 seine Spannung zum Emitter von
T4 zur T4-Basis und da weiter vom T4-Kollektor über T6 sich entladen
kann, wenn es bei T4 zum Emitter-Basis-Durchbruch kommt. Diese
Durchbruchspannung liegt in der Regel bei etwa 7 V. T6 ist im leitenden
Zustand, weil der Opamp OA1 Strom in die Basis von T6 liefert, da die
Spannung am nichtinvertierenden Eingang grösser ist als am
invertierenden. Dieser Strom ist relativ gross, weil er nur durch die
Strombegrenzung von OA1 definiert ist. Dieses Problem lässt sich leicht
vermeiden mit Diode D6
(siehe aktuelles_Bild_1),
weil diese Diode diesen schädlichen Rückstrom sperrt.
Wir betrachten jetzt wieder das aktuelle Bild 1. Transistor T5
hier ist identisch mit Transistor T6 im alten Schaltschema. Transistor
T6 hier übernimmt die Funktion des Transistor T7 im alten Schaltschema.
Diese Verschiebung kommt davon, weil es die Funktion von Transistor T5
im alten Schaltschema hier nicht mehr benötigt. Der Spannungsregler
VR (LM317L) dient als Referenzspannung und zugleich als Betriebsspannung
von OA1 und OA2.
Im Zustand der Spannungsregelung ist der Basisstrom von T5 extrem klein.
Der T5-Kollektorstrom beträgt weniger als 10 mA. Die Stromverstärkung
von T5 beträgt mindestens 100. Daher liegt der Basisstrom bei maximal
0.1 mA, was an R23 eine Spannung von etwa 0.5 V bewirkt. R23 begrenzt
den T5-Basisstrom, wenn mit Poti P1 die Spannung +Ub rasch reduziert
wird und die Spannungsregelung kurzzeitig nicht aktiv ist.
Pseudo-Darlington: Wären die Kollektoren der beiden Transistoren
T1 und T2 miteinander verbunden, wäre es ein ganz normaler
NPN-Darlington mit dem Nachteil einer minimalen
T1-Kollektor-Emitter-Spannung von mindestens zwei
Basis-Emitter-Schwellenspannungen von etwa 1.6 VDC. Diesen Nachteil
wollen wir aber zu Gunsten einer besseren Ausnutzung der maximalen
Ausgangsspannung +Ub, bei möglichst hohem Laststrom, beseitigen. Dazu
verbinden wir die beiden Kollektoren von T1
(2N3055)
und T2
(BD139)
nicht und speisen den Kollektor von T2 mit einer höheren DC-Spannung.
Diese höhere Spannung erzeugen wir mit der
Gleichrichterschaltung
(Bild 4) mit einem zusätzlichen Spannungsverdoppler. Doch davon später.
Zunächst genügt es zu wissen, dass an USG
(SG = Steuergleichrichter) etwa die doppelte Spannung von
ULG (LG = Leistungsgleichrichter) vorliegt, jedoch
mit einem T2-Kollektorstrom der etwa um den Faktor 30 (Stromverstärkung
von T1) niedriger ist als der T1-Kollektorstrom.
Was bewirkt dies? Bei einer Ausgangsspannung von +Ub = +10 VDC und einem
Spannungsabfall über dem Shunt-Widerstand R3 für die Strombegrenzung von
etwa 0.7 VDC, beträgt die Spannung am Emitter des T1 10.7 VDC, an deren
Basis sind es etwa 11.4 VDC und an der Basis von T2 12.1 VDC. Setzt man
dafür eine zusätzliche Spannungsquelle, nämlich
USG, ein, genügt eine Spannung
ULG die nur geringfügig höher ist die
Emitterspannung von T1. Damit hat man eine gewisse Annäherung zur so
genannten Lowdropout-Spannungsregelung. Bei einer
Kollektor-Emitter-Spannung des T1 von etwa 0.4 VDC und einem
Kollektorstrom von 3 A, hat T1
(2N3055)
noch eine Stromverstärkung von etwa 30, schätzbar aus diesem
Diagramm,
mit nur 1-, 4- und 8-Ampere-Parametern. Der blaue Pfeil zeigt wo etwa
der Parameter mit 3 Ampere durchgeht. Der T1-Basisstrom von 100 mA ist
mit dem Kollektorstrom von etwa 3 A und einer Kollektor-Emitter-Spannung
von 0.4 VDC etwa realistisch. Da der Spannungsverdoppler (Bild 4) aber
durchaus auch mehr als 100 mA liefern kann, ist die Situation
optimistischer. Dies illustriert Teilbild 9.1 im Kapitel "Vergleich
zwischen Alt und Neu". Mit 'alt' ist die frühere Schaltung mit
Germanium-Halbleitern gemeint. T2 hat eine Stromverstärkung von gut 100.
Der T2-Basisstrom beträgt maximal jedoch 2 mA, eben weil bei kleiner
T1-Kollektor-Emitterspannung mehr als 100 mA für die Basis von T1
gefordert und auch möglich ist.
Kleinsignal-Transistoren: Solche Transistoren kommen auch zum
Einsatz. Das sind T3 PNP
(BC557C)
und T4 bis T6 NPN
(BC547C).
Zwecks höherer Stromverstärkung im ungesättigten Bereich, empfiehlt
sich den C-Typus einzusetzen. Der BC557 entspricht weitgehend dem BC560
(PNP) und der BC547 weitgehend dem BC550 (NPN) ausser, dass BC550 und
BC560 weniger rauschen. BC550 und BC560 werden allerdings nicht mehr
hergestellt!
Stromquelle statt Widerstand: Anstelle eines oft üblichen
Widerstandes zwischen Kollektor und Basis des T2, dient eine stabile
Konstantstromquelle, bestehend aus T3, Z1, R1, R2 und C6. C6 dient bloss
der Unterdrückung der Schwingneigung dieser Teilschaltung. Die Z-Diode
Z1 mit einer Zenerspannung von 6.8 V hat einen besonders niedrigen
differenziellen Innenwiderstand. Er liegt bei wenigen Ohm. Da wirkt sich
ein Rippelstrom, bedingt durch die Rippelspannung an
USG, auf den Stromausgang (T3-Kollektor) nicht
nennenswert aus. Nachteilig, wenn auch hier nicht relevant, ist bei
dieser Konstantstromquelle, dass die beiden Temperaturkoeffizienten von
Z1 und der Basis-Emitter-Schwellenspannung sich nicht kompensieren. Das
Gegenteil ist sogar der Fall. Dies ist allerdings gleichgültig, weil ein
langsames geringes Wegdriften des Konstantstromes spielt keine Rolle,
weil dies von der Spannungsregelung korrigiert wird. Die
Rippelspannungsunterdrückung ist wesentlich relevanter. Siehe weiter
unten im Kapitel "Alternative Stromquellenschaltung".
Spannungsreferenz: Wie bereits weiter oben unter
"Erneuerungen:" beschrieben, wurde die frühere viel zu teure
10V-Referenz AD581 durch den preiswerten Spannungsregler LM317L (VR)
getauscht, der ebenfalls eine Bandgap-Referenz zur Basis hat. VR speist
die beiden Opamps OA1 und OA2 und liefert die Referenzspannung für P1,
das Poti zur Einstellung der Ausgangsspannung +Ub. R12 und P1 wirken
als Spannungsteiler. Beide Bauteile sollten von guter (R12 =
Metallfimwiderstand) und stabiler Qualität sein. Mit dem Schleifer an P1
kann man eine Spannung zwischen 0 VDC und etwas mehr als 5 VDC
einstellen (+Ub = 10 VDC). P2 ist ein zusätzliches Mehrgang-Trimmpoti,
das die Möglichkeit bietet, eine maximale Ausgangsspannung an +Ub präzis
einzustellen, z.B. +5 VDC zum Test einer TTL- oder HCMOS-Schaltung.
Damit lässt sich bei einer Übung verhindern, dass Studenten eine
angeschlossene Schaltung wegen zu hoher Betriebsspannung zerstören.
Diese Methode hat sich im Praktikum oft bewährt! C15 unterdrückt
zusätzlich zu C11 wirksam die breitbandige Rausch- und restliche
Rippelspannung von VR (LM317L). Zwecks niedrigem Leckstrom sollte man
Tantalelkos für C9, C11 und C15 verwenden. Die durch P1 und P2
eingestellte Referenzspannung gelangt über den Schutzwiderstand R16 zum
invertierenden Eingang von OA1.
Die Spannungsregelung: R8 und R9 teilen +Ub durch 2. Diese
geteilte Spannung gelangt über den Schutzwiderstand R14 zum
nichtinvertierenden Eingang des OA1. Angenommen, auf Grund einer
spontanen Erhöhung des Laststromes sinkt +Ub, so reduziert sich die
rückgekoppelte Teilspannung am nichtinvertierenden Eingang von OA1. Dies
reduziert den Basisstrom von OA1 nach T5 und dies reduziert den
T5-Kollektorstrom. Dadurch bekommt T2 mehr Basisstrom von der
Konstantstromquelle mit T3. Im Endeffekt steigt der Strom am Ausgang so
weit an, dass die Spannung wieder ihren vorherigen stabilen Wert hat.
Dies ist der Fall wenn die Differenzspannung an den beiden OA1-Eingängen
wieder (fast) 0 VDC beträgt. Bei einem Stromsprung am Ausgang von 1 A
dauert dieser Regelvorgang etwa 20 µs, bei maximalen
Spitzenspannungswerten von ±30 mV, wie folgendes Bild 2 illustriert:
Die Strombegrenzungsschaltung
Zurück zu
Bild_1.
Die Strombegrenzungsschaltung I-Limiter im Elektronik-Minikurs
Einfaches Labornetzteil mit
NPN-Komplementärdarlingtonstufe
ist die Grundlage für die fast gleiche Schaltung hier. Sie unterscheidet
sich nur darin, dass diese hier mit dem Trimmpoti P3 abstimmbar ist. Der
Stromshunt-Widerstand R3 ist so dimensioniert, dass bei einem Laststrom
von 3 A, an R3 eine Spannung von 0.66 VDC abfällt. Dies ist etwa die
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T4. Wenn der Schleifer des Trimmpoti
P3 am linken Anschlag ist, also Kontakt hat mit dem Emitter des T1, wird
T4 bei einem Laststrom von 3 A leitend und die Strombegrenzung setzt
ein. Will man allerdings, dass das Netzgerät bei einem Strom von 3 A
eine saubere und stabile Spannung liefert, muss der Begrenzungsstrom
etwas höher eingestellt werden. Vorzugsweise auf etwa 3.2 A. Dies
geschieht mit P3. Dreht man den Schleifer von P3 nach rechts in Richtung
R4, bekommt die Basis von T4 nur noch einen Teil des Spannungsabfalles
von R3. Das heisst nichts anderes, dass die Strombegrenzung bei einem
etwas höheren Spannungsabfall über R3 einsetzt.
Im Zustand der Strombegrenzung fliesst ein deutlich höherer
T3-Kollektorstrom zum Kollektor von T4 und vom T4-Emitter in Richtung
+Ub. Der maximale Strom, der dabei fliessen kann, liegt bei etwa 8 mA,
falls die 2 mA in die Basis von T2 genügen um den Begrenzungstrom an der
Last RL aufrecht zu erhalten. Der maximale
Summenstrom ist 10 mA, bedingt durch die Konstantstromquelle mit T3.
Zwischen der Basis von T2 und dem Emitter von T1 liegt der Widerstand R6
mit einem Wert von 1.8 k-Ohm. Im aktiven Zustand der Spannungsregelung
liegt über R6 eine Spannung von etwa 1.6 VDC (Basis-Emitterspannung von
T2 und T1). Ohne Laststrom an +Ub ist diese Spannung nur knapp weniger.
Der Zweck von R6 ist es dafür zu sorgen, dass die T2-Basis in keinem
Augenblick des Regelvorgangs in einen auch nur fast potentialfreien
Zustand gerät. So etwas ist sehr wichtig beim Einsatz MOSFETs. Bei
bipolaren Transistoren (BJT), wie hier, ist das eher unkritisch, weil im
Gegensatz zu MOSFETs sind BJTs strom- und nicht spannungsgesteuert.
Man sollte bei der Dimensionierung von R3 darauf achten, dass der
Scheifer von P3 nicht zu weit nach R4 gedreht werden muss, weil dann
nämlich unnötig viel Spannung über R3 abfällt, was die minimale
Dropoutspannung zwischen ULG und +Ub und die
Verlustleistung an R3 erhöht. Durch die Reihenschaltung von R4 und P3
parallel mit R5, kann maximal der 1.4-fache Begrenzungsstrom eingestellt
werden. R5 dehnt den unteren Bereich, damit man ihn mit P3 leichter
einstellen kann. R4 dient zusätzlich der Funktionssicherheit. Wenn es
zum mechanischen Unterbruch des P3-Schleifers kommt, arbeitet die
Strombegrenzung noch immer, jedoch mit einem deutlich niedrigen
Begrenzungsstrom. Genau so soll es auch sein.
Die Berechnung von R3:
R3 = UBE(T4) /
Imax
Die Berechnung der Verlustleistung von R3:
P R3= UBE(T4) *
Imax
Alternative Methode: Es sei an dieser Stelle noch erwähnt, dass
es heute eine modernere, präzisere und temperaturunabhängige Methode der
Strombegrenzung gibt, wobei man einen niederohmigeren
Strom-Shuntwiderstand verwenden kann, was den Spannungsabfall und die
Verlustleistung deutlich reduziert. Man verwendet zur Verstärkung der
geringeren Spannung über dem Strom-Shuntwiderstand eine Opampschaltung
dessen Opamp ein Common-Mode-Bereich bis zur positiven Betriebsspannung
aufweisen muss. Das ist möglich mit gewissen Opamp, welche eine
NPN-Eingangsstufe (z.B. LM741) oder P-Kanal-JFET-Eingangsstufe (z.B.
TL071) haben. Ich werde dies hier allerdings nicht weiter thematisieren.
Ansatzweise findet man etwas zu diesem Thema in zwei andern
Elektronik-Minikursen. Siehe weiter unten in "Links die zum Inhalt
passen" unter (7) und (8).
Wozu Diode D5
Wenn man in Serie zur Ausgangsspannung +Ub/GND eine weitere DC-Spannungsquelle in Serie schaltet und es gibt einen Kurzschluss über der Summenspannung beider DC-Spannungsquellen, erzeugt dies bei der stromschwächeren Spannungsquelle eine Spannungsumkehr, die die Regelschaltung leicht zerstören kann. Diode D5 vermeidet dies durch die Begrenzung dieser Umkehrspannung auf etwa 0.8 VDC. Man wählt hier eine Diode, die ebenfalls einen Strom 3 A ertragen kann. Es ist 1N5401. Dies setzt voraus, dass die in Serie geschaltete DC-Spannungsquelle nicht mehr Strom als 3 A liefern kann. Wenn es mehr ist (z.B. ein Bleiakku) muss man ausserhalb des Gerätes an den Buchsen eine besonders "kräftige" Diode parallel zu +Ub/GND schalten. Dann wäre allerdings auch noch eine Schmelzsicherung sehr ratsam!
Die "Overload-Anzeige"
Im spannungsgeregelten Zustand ist die Differenzspannung an den Eingängen des OA2 ebenso 0 VDC wie beim OA1. OA2 arbeitet als Komparator. Mit dem Trimmpoti P4 wird die IC-interne DC-Offsetspannung so eingestellt, dass der Ausgang von OA2 sicher auf den LOW-Pegel von beinahe 0 VDC geschaltet ist. Wenn durch Überlast die Strombegrenzung anspricht oder die Eingangsspannung nicht ausreicht um die Spannungsregelung aufrecht zu erhalten, sinkt die Spannung am invertierenden Eingang von OA2 und der Ausgang springt auf den HIGH-Pegel, was etwas unterhalb der Betriebsspannung von etwa 9.6 VDC liegt. Dadurch wird C17 durch R19 geladen, es fliesst ein Strom durch R20 in die Basis von T6. Dadurch fliesst ein <-Kollektorstrom und die LED "OVERLOAD" leuchtet. R19 und C17 wirken als passives Tiefpassfilter um zu verhindern, dass schon der geringste Regelvorgang durch nervöses Aufblinken der LED angezeigt wird. Die 3dB-Grenzfrequenz liegt bei etwa 1.5 Hz. Das reicht aus, weil die Schaltschwelle mit R20 und R21 von der Basis-Emitter-Schwellenspannung von 0.7 V auf etwa 3.5 V angehoben ist.
Alternative Stromquellenschaltung
In Teilbild 3.1 ist die Stromquellenschaltung von Bild 1. Welchen
Vorteil die Verwendung einer Z-Diode mit der Zenerspannung von etwa 7 V
hat, ist bereits weiter oben im Abschnitt "Stromquelle statt
Widerstand" erklärt. Alternativ bietet sich eine
LED-Transistor-Konstantstromquelle in Teilbild 3.2 an. Um etwa die
gleich gute Rippelspannungsunterdrückung zu erreichen, kann man R2 in
zwei gleich grosse Werte aufteilen und vom R2x/R2y-Knoten einen Elko
nach USG schalten. R2x, R2y und Cy wirken als
Tiefpassfilter zwecks Unterdrückung der Rippelspannung. Zur Berechnung
der Grenzfrequenz müssen R2x und R2y parallelgeschaltet betrachtet
werden.
Eine kleine Knobelei: Der Leser darf darüber "nachbrüten", warum
wohl R2 (beide Widerstände in Serie) in Teilbild 3.2 grösser ist als in
Teilbild 3.1 und warum es bei R1 genau umgekehrt ist. Viel Spass!
Die Schaltung in Bild 1 umdimensionieren
Wenn jetzt jemand auf die Idee kommt die Schaltung für höhere
Ausgangsspannungen zu dimensionieren, ist das kein Problem. Man muss
bloss überlegen, wo denn die höheren Spannungen auftreten um dort die
richtigen Massnahmen zu treffen. Dies wären die
Kollektor-Emitter-Spannungen von T1, T2, T3 und T5. Man muss die
richtige Wahl treffen. Worauf es ankommt, steht einiges in
Einfaches_Labornetzteil_mit_NPN-Komplementärdarlingtonstufe, - übrigens inklusive dem Phänomen
des Second-Breakdown und einer Kühlkörperberechnung am vorliegenden
Beispiel. All dies gilt hier ebenso! Die Kondensatoren C4, C5, C6, C7
und C16 müssen ebenfalls betreffs höherer Spannung angepasst werden.
Will man z.B. ein Netzgerät mit einer Ausgangsspannung von 30 VDC und
mehr realisieren, lohnt sich bei der Gleichrichterschaltung die
Spannungsverdopplung nicht mehr. Man bildet durch die Verbindung der
beiden Kollektoren eine NPN-Darlingtonschaltung oder man realisiert eine
komplementäre_NPN-Darlingtonschaltung.
Wenn USG, besonders dann wenn sich der Trafo im
Leerlauf befindet, ziemlich hoch wird, muss man VR beachten, dass dieser
keine zu hohe Eingangsspannung bekommt. Einfache Abhilfe: Eine Z-Diode
von etwa 20 VDC parallel zu C8 schalten und R10 evtl. etwas erhöhen.
Um überhaupt eine höhere Spannung einstellen zu können, muss das
Verhältnis von R8/R9 vergrössert werden. Die maximal einstellbare
Ausgangsspannung +Ub berechnet sich mit:
Ub = Ur * ((R8 / R9) + 1)
Der geneigte "Bastler" kann aber noch mehr Register ziehen. Ich benutzte
damals die beiden Opamps CA3130 und CA3140, die noch heute bei Distrelec
erhältlich sind. Es ist aber keineswegs verboten andere Opamps
einzusetzen, wie z.B. ein Dual-Opamp für OA1 und OA2. Es ist allerdings
dann empfehlenswert, die Regelschaltung erst im Experiment aufzubauen um
die zusätzliche Frequenzgangkompensation aus C16 und R13 so zu
dimensionieren, damit die Schaltung stabil arbeitet. Dazu liest man
ebenfalls in
Einfaches_Labornetzteil_mit_NPN-Komplementärdarlingtonstufe
Ausführliches.
Trafo, Gleichrichter und Spannungsverdoppler
Wie bereits erwähnt, dieses Projekt war eine eine Renovation. Ich
verwendete den Trafo der bereits existierte. Dieser hatte zwei
Sekundärwicklungen. Die eine für den Leistungsteil und die andere, mit
einer höheren Spannung und niedrigerem Nennstrom, für den
Steuerungsteil. Auf diese zweite Wicklung wollte ich hier verzichten,
damit die Netzteilschaltung auch mit einem beliebig andern Trafo "ab der
Stange" verwendbar ist. Deshalb realisierte ich den Spannungsverdoppler.
Welche VA-Leistung der Trafo wirklich hat, ging aus den alten Unterlagen
nicht mehr hervor. Der einzig bekannte Wert ist die
Sekundär-Nennspannung von 9 VAC des Trafo und die Netzspannung von
damals noch 220 VAC.
Ich ging also empirisch vor und schätzte für den grossen Ladeelko einen
recht üblichen Wert von 2000 µF/A, was bei einem Laststrom von 3 A eine
Kapazität von 6000 µF voraussetzt. Es zeigte sich aber schnell, dass
unter Last die Ausgangsspannung nicht so hoch war, wie ich gerne gehabt
hätte. Die 100Hz-Rippelspannung war noch zu hoch. Diese 11 VDC ist der
DC-Spannungsmittelwert. Davon muss man etwa 2/3 der Rippelspannung, den
Spannungsabfall über dem Strom-Shuntwiderstand R3 (Bild 1) von 0.7 VDC
oder etwas mehr (je nach Einstellung von P3), und die minimale
Kollektor-Emitter-Spannung von T1 von 0.4 VDC subtrahieren. Damit ging
die Rechnung noch nicht auf. Ich musste, um die Rippelspannung runter zu
kriegen, C1 deutlich erhöhen und so kam es zu diesen 16000 µF.
Als nächster Schritt folgt der Spannungsverdoppler, der aus Bild 4 in Teilbild 5.1 wiedergegeben ist. Er besteht aus D1, D2, C2 und C3 in Verbindung mit einer Diode des Brückengleichrichters BG. Damit man dies leichter erkennt, betrachtet man Teilbild 5.2. Der Stromlaufplan des Spannungsverdoppler ist mit dicken Linien, der des restlichen Gleichrichters BG mit Glättungs-Elko C1, LED-Anzeige und Ausgang +ULG nur mit punktierten Linien, ausgeführt. Dies soll zeigen, dass der einzige Unterschied zur herkömmlichen Spannungsverdopplung darin besteht, dass in Bild 4 und Bild 5 die Basisleitung (GND) durch eine Diode des Brückengleichrichters BG getrennt ist. Funktionell ändert sich für die Spannungsverdopplung nichts, ausser dass dessen Ausgangspannung durch die Durchfluss-Spannung einer Diode von etwa 0.8 V reduziert ist.
Bild 6 zeigt zwei Varianten der Spannungsverdopplung als Teil der komplexen Gleichrichterschaltung, mit einer Hauptspannung ULG und einer zusätzlich höheren Steuerspannung USG. Teilbild 6.1 ist die Kopie von Teilbild 5.1, jedoch mit dem Unterschied, dass die Anordnung von ULG und USG vertauscht ist. Dadurch ist die Funktionsweise der alternativen Methode für die Spannungsverdopplung in Teilbild 6.2 optisch leichter erkennbar. Diese Schaltung ist mit der in Teilbild 6.1 funktionell gleichwertig. Da diese die höhere Ausgangspannung USG sich auf die niedrigere ULG abstützt, genügt für C3 ein Elko mit niedrigerem Spannungswert. Ein Minimalstrom am Ausgang von ULG ist ebenfalls nicht nötig, damit am Ausgang von USG Strom fliessen kann. Es ist auch nicht so, dass der Peak-to-Peak-Wert der Rippelspannung an USG grösser ist, wenn durch den Laststrom an ULG selbst auch eine Rippelspannung entsteht. Der Peak-to-Peak-Wert der Rippelspannung an USG ist alleine von diesem Strom abhängig und beträgt bei 100 mA etwa 4 Vpp. Dies scheint relativ viel, ist aber verträglich, weil die +22 VDC von +11 VDC genügend grossen Abstand hat.
Zur Sache des Trafo...
Für den Leser empfehle ich folgendes: Zur Berechnung eines Trafos
konsultiere man das Buch
Halbleiter-Schaltungstechnik
von Tietze, Schenk und Gamm. Es gibt ein ausführliches Kapitel mit dem
Titel Stromversorgung, wo die Eigenschaften von Netztrafos bis
hin zur vollständigen Dimensionierung einer
Gleichrichter/Glättungs-Schaltung mit einem Beispiel beschrieben ist.
Ich kenne diesen Beitrag aus der neunten Ausgabe. Ich kann natürlich
nicht garantieren, dass dieser in jeder weiteren Ausgabe fortgesetzt
worden ist und wird.
Für die vorliegende Anwendung mit dem Netzgerät "0.1 - 10 VDC /
3A" empfehle ich einen Trafo mit einer Sekundärspannung von 10 VAC
statt 9 VAC, damit das Resultat welches in
Teilbild_9.2
zu sehen ist, bessere Werte im oberen Strombereich liefert. Das gibt's
ab der Stange allerdings kaum. Es gibt aber auch kleine Ringkerntrafos
für 12 VAC. Den so genannten Formfaktor sollte gut 1.7 betragen. Dadurch
wählt man einen AC-Nennstrom von 5.1A
( 3A * 1.7 = 5.1A), was bei der
Spannung von 12 VAC einer Wirkleistung von 60 VA entspricht. Einen
passenden Trafo erhält man von diversen Elektronik-Distributoren.
Vorzugsweise Ringkerntrafos, falls man an besonders niedrige Energie von
magnetischem Streufeldern interessiert ist, wie z.B. beim Arbeiten mit
hochsensiblen analogen Schaltungen. Dazu kommt, dass Ringkerntrafos etwa
halb so schwer sind und deutlich weniger Verluste ausweisen. Da die
Spannung von 12 VAC für die maximale Ausgangsspannung von 10 VDC bei 3 A
genügend hoch sein wird, kann man die Kapazität des Ladeelko C1 etwas
kleiner wählen. Man sollte dabei eine 230VAC-Netzunterspannung von 5 %
(ländliche Gebiete 10 %) berücksichtigen. Um dies zu testen, benötigt
man einen Variac mit genügender Leistung.
Erster Lesertip: Die Zweiweg-Gleichrichterschaltung mit GND-Mittelpunkt.
Wenn man einen (Ringkern-)Trafo mit zwei Sekundärwicklungen verwenden
muss, weil man z.B. einen (Ringkern-)Trafo mit nur einer
Sekundärwicklung vom Elektronik-Distributor nicht erhält, empfiehlt sich
statt der Parallelschaltung der beiden Sekundärwicklungen mit
Brückengleichrichtung, die Serieschaltung mit der typischen
Zweiweggleichrichtung mit GND-Mittelpunkt. Man nennt diese Schaltung
auch Mittelpunktschaltung.
Diese Empfehlung ist unter bestimmten Vorausetzungen richtig. Man spart
sich den Spannungsabfall einer Diodenflussspannung und diese kann bei
den vorliegenden Strömen leicht 1 VDC betragen. Dass der Wegfall dieser
Verlustspannung dem Wohle der maximalen Ausgangsspannung des Netzteiles
dienen kann, leuchtet ein. Diese Angelegenheit ist allerdings etwas
komplexer. Man liest dazu in "Halbleiter-Schaltungstechnik in der
neunten Ausgabe von U.Tietze und Ch. Schenk im Kapitel
"Mittelpunktschaltung" folgendes:
-
Ein zusätzlicher Vorteil ergibt sich dadurch, dass der Strom jeweils nur durch eine Diode fliessen muss und nicht durch zwei wie bei der Brückenschaltung. Dadurch halbiert sich der Spannungsverlust, der durch die Durchflussspannung der Dioden verursacht wird. Andererseits verdoppelt sich der Innenwiderstand des Transformators, da jede Teilwicklung für die halbe Ausgangsleistung zu dimensionieren ist. Dadurch wird der Spannungsverlust wieder vergrössert. Welcher Effekt überwiegt, hängt vom Verhältnis der Ausgangsspannung zur Durchlassspannung der Diode ab. Bei kleinen Ausgangsspannungen ist die Mittelpunktschaltung günstiger, bei grossen Ausgangsspannungen die Brückengleichrichterschaltung.
Es empfiehlt sich im oben genannten Buch das ganze Kapitel "Stromversorgung" zu lesen. Dieses Buch gehört in das Bücherregal eines jeden Elektronikers! Ich bin im Besitze der neunten Ausgabe aus dem Jahre 1989. Da dieses Thema wenigstens bis heute (2018) zeitlos geblieben ist, ist zu hoffen, dass auch in der aktuellen Ausgabe der selbe Inhalt zur Stromversorgung thematisiert ist. Wir werden jetzt anstelle der Brücken-Gleichrichterschaltung in Bild 5 in Bild 7 die Zweiweggleichrichterschaltung mit zusätzlich einer besseren Spannungsverdopplung unter die Lupe nehmen:
Bild 7 zeigt die Serieschaltung der beiden Sekundärwicklungen. Der
Mittelpunkt ist der GND. Die beiden Leistungsdioden LD1 und LD2 arbeiten
je als Einweggleichrichter. Zusammengeschaltet arbeiten LD1 und LD2 als
Zweiweggleichrichter, weil die Verknüpfung der beiden Halbwellen,
bezüglich beider Sekundärwicklungen, eine Frequenzverdopplung bewirkt.
Beide Halbwellen der Wechselspannung werden geglättet mit C1. Ohne
den C1 zeigt sich mit dem Oszilloskopen genauso eine Verdopplung der
gleichgerichteten Netzfrequenz wie bei der
Brückengleichrichterschaltung. Die Kapazität von C1 ist mit 10'000 µF an
Stelle von 16'000 µF deutlich niedriger gewählt gewählt als in
Bild 4,
weil die Sekundärspannung des Trafo mit 12 VAC um 1/3 höher ist und, wie
bereits erwähnt, die Verlustspannung des Gleichrichters ist um etwa 1
VDC geringer, falls sich dies betreffs höherem Trafoinnenwiderstand
trotzdem unter Belastung noch deutlich auswirkt.
Will man die Ausgangsspannung des Netzteiles bei möglichst hohem Strom
"ausreizen", kann man C1 jederzeit erhöhen, um die Rippelspannung zu
reduzieren. Die Nennspannung von C1 ist mit 25 VDC allerdings höher mit
16 VDC in Bild 4. Bei einer Sekundärnennspannung von 12 VAC und einer
angenommenen Leerlaufspannung von z.B. 14 VAC, wären für C1 16 VDC zu
niedrig bemessen, und dies selbst ohne Berücksichtigung einer
Netzüberspannung von beispielsweise 5% (240 VAC). Eine C1-Nennspannung
von 25 VDC reicht jedoch mit Sicherheit aus.
Wir kommen jetzt zur Erzeugung der notwendigen höheren Steuerspannung
+USG. Im gestrichelten Rahmen sieht man den
typischen Spannungsverdoppler. Man erkennt diese Teilschaltung in D1,
D2, C2 und C3. Ich erinnere daran, dass der Steuerstrom minimal 0.1 A
betragen kann bei Nennlast (3 A) an +ULG. Nun muss
man wissen, das bei einer einfachen Spannungsverdopplung nach dem
Einwegprinzip der Formfaktor etwa 4 beträgt. Damit würde der Trafo
bezüglich Spitzenströme ziemlich asymmetrisch belastet, gäbe es nur
einen Spannungsverdoppler. Dies kann man wirksam vermeiden, in dem man
die Spannungsverdopplung mit einem zweiten Spannungsverdoppler
symmetrisch aufbaut. Wie bei der Zweiweggleichrichterschaltung wird die
Frequenz eines einzelnen Spannungsverdopplers verdoppelt. Dies kann
sichtbar gemacht werden, wenn C3 nicht in Betrieb ist. Durch diese
Frequenzverdopplung, kann für die gleich grosse Rippelspannung an C3
die Kapazität im Vergleich zu Bild 4 mit 220 µF halbiert werden. Da die
einzelne Spannungsverdopplerschaltung nur noch die halbe Leistung
erbringen muss, können ebenfalls die beiden C2-Elkos mit 470 µF auf die
Hälfte im Vergleich zu
Bild 4
reduziert werden.
Bei höheren Trafo-Sekundärspannungen, muss +USG
keineswegs doppelt so hoch sein wie +ULG. Dies gilt
selbstverständlich ebenso für die Schaltung in Bild 4. Für die
Spannungsregelschaltung in
Bild_1
genügt eine höhere DC-Spannung von
etwa 9 VDC, was mit der hochwertigen Konstantstromquelle mit der
6.8V-Z-Diode zu tun hat. Mit der vorgeschlagenen Alternative in
Teilbild_3.2
darf die Spannungsdifferenz zwischen +USG und
+ULG niedriger sein, weil die Flussspannung einer
roten LED mit etwa 1.8 V deutlich niedriger als die Z-Diode mit 6.8 V.
Wenn jedoch dieser Spannungsunterschied, auf Grund einer höheren
Trafo-Sekundärspannung, zu hoch wird, ist es leicht, diese, durch das
Einfügen einer Kleinleistungs-Z-Diode Z zwischen den beiden verknüpften
Kathoden der D2-Dioden und dem Elko C3, zu reduzieren. Selbst dann wenn
für die Verlustleistung, gemessen am Steuerstrom und am Spannungsabfall
über der Z-Diode, eine Leistung von z.B. 1 W genügt, empfiehlt es sich
gleich eine 5-W-Z-Diode einzusetzen, damit sie auch sicher die
Spitzenströme beim (Nach-)Laden von C3 übersteht.
Der Brückengleichrichter BG illustriert, dass man anstelle der einzelnen
Leistungsdioden LD1 und LD2 oder einer Doppel-Leistungsdiode auch einen
Brückengleichrichter für die Zweiweggleichrichterschaltung einsetzen
kann. Der Minus-Anschluss bleibt einfach unberücksichtigt. Oft
entscheidet der aktuelle Inhalt der eigenen Bastelschublade...
Zweiter Lesertip: Der preiswerte Trafo
Der selbe Leser schägt vor, wenn man einen Trafo mit einer
Sekundärspannung von 12 VAC benötigt, einen preiswerten so genannten
Halogenlampen-Trafo einzusetzen. Besonders preiswert ist es, wenn man
auf Restposten stösst. Natürlich hat man bei dieser Lösung nur eine
Sekundärspannung und so käme die Gleichrichter- und
Spannungsverdopplerschaltung von Bild 4 zur Anwendung. Diese
Halogenlampen-Trafos sollen besonders für Anfänger geeignet sein, die
kaum Erfahrung mit der gefährlichen 230-VAC-Netzspannung haben, weil der
Anschluss wesentlich leichter zu bewerkstelligen ist.
Betreffs Warnung im Umgang mit gefährlicher Netzspannung möchte ich
auf das Kapitel "Die Verantwortung liegt beim Anwender"
in Unterstützung via E-Mail und Diverses
hinweisen!
Dritter Lesertip: Die besonders einfache Gleichrichter- und Spannungsverdopplerschaltung
Von einem Leser erhielt ich eine gescannte Handskizze, die dem
Teilbild 8.3 entspricht und einem vor Augen führt wie leicht man an
das Gewohnte fixiert sein kann, - nämlich, dass der GND stets beim
Mittelpunkt der beiden Sekundärwicklungen zu sein hat.
Beginnen wir mit Teilbild 8.1 mit der typischen Zweigweggleichrichtung.
Diesmal jedoch mit negativer Ausgangsspannung
-ULG. Tauschen wir jetzt -ULG
und GND in Teilbild 8.2, so haben wir, auf unsere Anwendung übertragen,
+ULG. Für die doppelte Spannung braucht es jetzt
nur noch eine zweite Zweiweggleichrichtung mit D1, D2 und C2. Dies
ergibt +USG. Die vollständige Schaltung illustriert
Teilbild 8.3.
Teilbild 8.4 zeigt noch eine etwas andere Perspektive, nämlich die
typische Brückengleichrichterschaltung mit symmetrischem
Spannungsausgang. Das heisst, dem wäre so, wenn die Bezeichnungen U+ mit
GND und GND mit U- vertauscht wären. So aber haben wir U+ und mit 2U+
eine zusätzliche Ausgangsspannung mit dem doppelten Wert. Da der Strom
an +ULG viel grösser ist als an
+USG, ist es besser Einzeldioden einzusetzen, die
für die Ströme angepasst sind. Damit wären wir wieder bei Teilbild 8.3.
Vergleich zwischen Alt und Neu
Bild 9 illustriert die Leistungsgrenze der alten und der neuen
revidierten Schaltung. Man sieht die Verbesserung deutlich. In Teilbild
9.1 ist bei einer Ausgangsspannung von 10 VDC ein Strom von maximal 1.7
A möglich. Natürlich spricht dabei die Strombegrenzungsschaltung nicht
an. Es ist ganz einfach so, dass die Sekundarspannung am Trafo und somit
die DC-Spannungen nach der Gleichrichter/Glättungsschaltung, soweit
abgesunken ist, dass die Schaltung nicht mehr regeln kann. Teilbild 9.2
zeigt, dass bei 10 VDC immerhin 2.2 A möglich sind.
Ein anderer Vergleich: In Teilbild 9.2 kann man mit 3 A bis zu einer
Spannung von 9.2 VDC fahren, wobei mit der alten Schaltung bloss
8.2 VDC möglich waren.
Weitere Vergleiche
Die neue Version hat bei einem Laststrom von 2.8 A und einer DC-Spannung
am Ausgang von 8 VDC mit 45 µV(rms) eine etwa dreimal geringere
Rauschspannung als die alte Version. Es gilt eine Frequenzbandbreite von
100 kHz. Der statische Ausgangswiderstand reduzierte sich mit 1 m-Ohm
ebenfalls um den Faktor drei.
Wichtige Anmerkung zu
Bild 1:
Um einen möglichst niedrigen statischen Innenwiderstand zu
erlangen, ist es absolut notwendig den Rückkopplungskreis (R8) direkt
mit der Anschlussbuchse +Ub und den GND der Gleichrichterschaltung
(Bild_4)
direkt mit der Ausgangs-GND-Buchse des Netzgerätes zu verbinden. Man
kann diese Verbindungen auch ausserhalb des Gerätes direkt bei der zu
speisenden Schaltung realisieren. Wenn man es mit den Leitungslängen
übertreibt, kann es mit dieser Sensor-Methode allerdings leicht zu
Schwingungen kommen. Es ist oft besser und stabiler wenn man Buchsen und
Stecker mit guter Qualität und dicke Speisekabellitzen einsetzt, um den
statischen Quellwiderstand so niedrig wie möglich zu halten.
Links die zum Inhalt passen
Thomas Schaerer, 19.02.2003 ; 27.02.2003 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 17.03.2006 ; 21.06.2009 ; 20.03.2018