EXOR-Logik mit IC oder Transistoren (BJT)
Überwachung Motorrad-Lampen
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung
Dies ist ein weiterer Elektronik-Minikurs in der Rubrik
Thematisiert ist die logische Funktion des Exklusiven Oder-Gatter,
abgekürzt EXOR- oder auch nur XOR-Gatter genannt. Logik in Verbindung
mit dem Begriff XOR ist in der Fachliteratur etwa 4.5 mal häufiger als
die selbe Verbindung mit dem Begriff EXOR (Google-Suche). Deshalb
verbleiben wir hier beim Begriff XOR. Diese Bezeichnung passt auch zum
invertierenden Gegenstück XNOR. EXNOR wirkt etwas seltsam...
Zunächst, ein XOR-Gatter mit nur zwei Eingängen. Ein XOR-Gatter liefert
nur dann ein logisches HIGH am Ausgang, wenn nur einer der beiden
Eingänge ebenfalls auf logisch HIGH liegt. Sind beide Eingänge auf LOW
oder HIGH, ist der Ausgang konsequenterweise ebenfalls auf LOW. Genau
das trifft auf die "normale" Oder-Funktion nicht zu. Ob nur ein oder
beide Eingänge auf HIGH sind, der Ausgang liegt auf HIGH. Im weiteren
Text wird für den logischen Pegel von HIGH und LOW auf das Wort
logisch verzichtet, ausser bei wenigen Ausnahmen.
Während es bei den ICs mit AND-, NAND-, OR- und NOR-Gatter solche gibt
mit mehreren Eingängen, gibt es dies bei den XOR- und XNOR-Gatter nicht.
Der Grund liegt darin begründet, dass ein XOR-Gatter nicht genau das
tut, was man gerne erwartet und dies bei schon nur drei Eingängen. Ein
XOR-Gatter mit drei Eingängen kann man leicht erzeugen durch die
Kaskade von zwei XOR-Gattern mit je zwei Eingängen. Dazu betrachten
wir die folgende Wahrheitstabelle mit einer XOR-Schaltung mit drei
Eingängen. Als XOR-Schaltung und nicht als XOR-Gatter bezeichnet, weil
es eben eine Schaltung ist, die aus mehr als einem Gatter bestehen muss.
Von einem XOR-Gatter erwartet man, dass der Ausgang immer dann auf HIGH
liegt, wenn nur ein Eingang ebenfalls auf HIGH liegt. Das stimmt wenn
Eingang A, B oder C einzeln auf HIGH liegen. Liegen zwei Eingänge auf
HIGH, liegt der Ausgang, wie es sein muss, auf LOW. Dies erwartet man
ebenfalls, wenn alle drei Eingänge auf HIGH sind. Fehlanzeige! Der
Ausgang liegt auf HIGH und nicht auf LOW.
Dies zeigt, dass eine 3-Eingang-XOR-Schaltung mit einer einfachen
Kaskade mittels zwei XOR-Gattern mit je zwei Eingängen nicht vollständig
funktioniert. Genau das wird auch in der Fachliteratur beschrieben.
Darum ist diese XOR-Schaltung mit drei Eingängen nur dann zulässig, wenn
die Schaltung davor, den verbotenen Zustand nicht erzeugt. In unserem
Beispiel, mit der Überwachung von Motorradlampen, trifft dies zu, wie
wir noch in Bild 2 sehen werden. Soviel schon jetzt: Es kann nur ein
Blinker zur gleichen Zeit blinken, entweder der linke oder der rechte.
Eine komplexere Form von XOR-Schaltungen, welche diesen Mangel nicht
aufweisen mit noch mehr Eingängen, ist nicht Gegenstand dieses
Elektronik-Minikurses. Mehr zum Thema XOR mit mehr als zwei Eingängen
findet man in Google z.B. mit dem Eintrag "xor mit drei
Eingängen".
Motivation: Warum beschäftigen wir uns hier mit
der logischen XOR-Funktion? Auslöser war ein Motorradfahrer, der mich
fragte, wie man das Problem lösen kann, mit einer einzigen LED den
linken und rechten Blinker und das Abblendlicht seines Motorrades zu
überwachen. Daraus resultierte die praktische Lösung mit einer
XOR-Schaltung. Allerdings nicht mit ICs. Es ist eine XOR-Schaltung mit
einzelnen bipolaren Transistoren (BJTs). Mehr dazu liest man hier im
Kapitel "Diskrete XOR-Schaltung mit BJTs" mit Bild 3.
Was ist die Aufgabe der Schaltung?
Teilbild 1.1 zeigt das Logikdiagramm der beiden Eingänge des
Abblendlichtes (ABL-Input) und Blinker (BL-Input) und den Ausgang
LED-Output. BL-Input wird durch ein Signal dargestellt, obwohl der linke
und der rechte Blinker zu verstehen ist. Da aber nur einer der beiden
gleichzeitig aktiv sein kann, genügt ein Signal.
Dabei fällt auf, wenn beide Eingangspegel auf LOW (L) oder HIGH (H)
sind, ist der Ausgangspegel zur LED auf LOW (L). Man beobachte die
beiden senkrecht punktierten Linien mit den Markierungen X und Y. Nur
dann wenn ein Eingang auf HIGH ist, dann ist auch der Ausgang zur LED
auf HIGH. Damit ist der Wunsch des Motorradfahrers erfüllt: Die LED
leuchtet konstant wenn das Abblendlicht eingeschaltet ist und die LED
blinkt, wenn das Abblendlicht ein- oder ausgeschaltet ist, wenn der
Blinker aktiv ist. Das ist die typische Exklusiv-Oder-Verknüpfung. Der
einzige Unterschied beim Blinken der LED ist der:
Ist das Abblendlicht ausgeschaltet, blinkt die LED im Gleichtakt mit der
Blinklampe. Ist das Abblendlicht eingeschaltet, blinkt die LED im
Gegentakt mit der Blinklampe. Man kann es auch als invertiert
bezeichnen. Da man nicht gleichzeitig Blinklampe und blinkende LED
betrachtet, dürfte das kaum stören.
Integrierte Schaltungsvariante: Teilbild 1.2 zeigt ein typisches
Vierfach-NAND-Gatter mit je zwei Eingängen. Der 74HC00 ist die
Highspeed-CMOS-Version (HCMOS) und der CD4011B die CMOS-Version,
geeignet für eine höhere Betriebsspannung bis 15 VDC. CMOS-ICs kämen
hier zur Anwendung, wenn es eine integrierte Lösung sein soll. Man
könnte ebenso ein einzelnes XOR-Gatter mit zwei Eingängen verwenden,
allerdings macht dies wenig Sinn, wenn wegen Nichtgebrauchs drei
EXOR-Gatter im IC übrig bleiben und das IC selbst gleich viel Platz auf
dem Print benötigt. Allerdisngs werden wir im nächsten Kapitel erkennen,
dass zwei XOR-Gatter eingesetzt werden. In der HCMOS-Familie gibt es den
74HC86 und in der CMOS-Familie den CD4030B und den CD4070B, angedeutet
in Teilbild 1.3. Teilbild 1.4 zeigt die XOR-Wahrheitstabelle. Weiter
unten im Text folgen die Links zu den Datenblättern dieser beiden ICs.
Steuerbarer Inverter: Eine XOR-Schaltung kann man auch noch
unter einem ganz andern Aspekt betrachten, nämlich als logisch
steuerbarer Inverter, dargestellt in Teilbild 1.5. Liegt der
Kontrolleingang C auf LOW (Schalter S geschlossen), arbeitet das
XOR-Gatter nichtinvertierend. Der logische Pegel am Eingang E erscheint
nichtinvertiert am Ausgang A. Liegt der Kontrolleingang C auf HIGH
(Schalter S offen), arbeitet das XOR-Gatter invertierend. Der logische
Pegel am Eingang E erscheint invertiert am Ausgang A. R dient als
Pullup-Widerstand.
Diskrete Schaltungsvariante (BJT): Diese Schaltung verzichtet auf
eine integrierte Schaltung. Die XOR-Funktion wird mit vier üblichen
NPN-Transistoren realisiert, die auch direkt die LED steuern. Eine
Spannungsstabilisierung entfällt.
Der Blinkgeber:
In den beiden Varianten sieht man zwei Blinkgeber BLG. Jeder einzelne
steuert je eine Blinklampe BLL (L=links) und BLR (R=rechts). Diese
kleine Skizze hat nur einen symbolischen Charakter, weil in Wirklichkeit
gibt es nur einen Blinkgeber für beide Blinklampen. Dies ist aber
komplizierter darzustellen, deshalb diese Vereinfachung. Sie erfüllt
exakt den selben Zweck.
Integrierte XOR-Gatter im Einsatz
Der Akku und seine Betriebspannung: +Ub ist die Akkuspannung. Es
ist, wie üblich bei heutigen Motorrädern, ein 12V-Bleiakkus im Einsatz.
Dabei gilt, dass die geladene Akkuzelle eine Spannung von 2.3 VDC und
eine entladene 1.9 VDC aufweist. Die Akkuspannung variiert mit ihren 6
Zellen also zwischen 13.8 VDC und 11.4 VDC. Damit ist die Spannung am
Akku im Betrieb eines Motorrades oder auch Auto noch nicht ganz erklärt.
Es gibt Störspannungen aus verschiedenen Ursachen, die bei der
Dimensionierung einer elektronischen Schaltung eine wichtige Rolle
spielen.
Der Akku und seine Überpannung: Um zu erfahren, wie hoch
Überspannungen am Akku im Auto- oder Motorradbetrieb sein können, ist es
das Einfachste, man liest, wie dies seriös getestet wird. Die
Application-Note von SGS-Thomson Microelectronics empfiehlt sich:
PROTECTION STANDARDS APPLICABLE TO AUTOMOBILES
Um einen ersten Eindruck zu bekommenn, betrachte man die Figures 3 bis 9
und liest den zugehörigen Text. Der Startvorgang mit dem enormen
Akkuspannungseinbruch in Figure 6 muss uns hier jedoch nicht
interessieren, weil dies keinen Einfluss auf den Betriebszustand unserer
Schaltung hat. Sie muss während des Startvorganges auch noch nicht
funktionieren. Eine andere Schaltung mit z.B. einem
7805-Spannungsregler, arbeitet während mehr als 110 ms (siehe t1+t2)
nicht korrekt und das könnte, je nach Art der Schaltung, böse Folgen
haben.
Die positiven und negativen Überspannungsimpulse haben in der
Darstellung gemeinsam, dass T die gesamte Impulsdauer bedeutet. Nehmen
wir z.B.
Figure 4,
so beträgt die Impulsdauer T = 2 ms. Tr mit 1 µs ist der Flankenanstieg.
Diese hat viel mit transienten Störrisiken zu tun, die hier jedoch keine
Rolle spielt. Was die Impulsbreite T, die mittlere
Impulsbreite T' (rot eingetragen) bei etwa dem halben Überspannungswert
und die Periode t1 betrifft, da geht es um die thermische Belastung
betroffener Bauteile. Obwohl die Spannungskurve nicht gerade linear
erfolgt, genügt eine grobe Schätzung, dass T' = T/2 = 1 ms etwa der
halben Impulsspannung von 50 V entspricht. Die Periode ist t1 = 500 ms
(maximum 5 s). Wir haben es also mit einem minimalen Tastgrad von T'/t1
= 1 ms / 500 ms zu tun. Aus der mittleren Impulsspannung von 50 V bildet
sich ein Gesamtmittelwert von gerade noch 0.1 V. Das ist etwa die
Spannung die an einer ohmschen Last thermisch wirksam wird, wenn die
Temperaturträgheit des Bauteils gross genug ist. Das bedeutet, dass
dieses Bauteile während etwa 1ms keine signifikante Temperaturzunahme
erfahren darf. Weil 1 ms sehr kurz ist, dürfte dies bei einem kleinen
Widerstand noch kein Problem sein. Ein 1/4W-Widerstand mit 10 k-Ohm
verkraftet gerade noch dauerhaft eine Spannung 50 V. Wenn nur 1ms bei
einem grossen Tastgrad, der fast einem Einzelimpuls gleichkommt, kann
man davon ausgehen, dass während diesen 1 ms etwa das Vierfache von 1 W
zulässig ist. Davon kann man ausgehen, wenn ein solches Ereignis nur
selten auftritt. Ob bei hohen Stromspitzenwerten vielleicht mikrofeine
Defekte in der Widerstandsschicht auftreten, kann ich nicht beurteilen,
wenn man es übertreibt. Es eignen dafür evtl. besser Metallfilm- statt
Kohlenschichtwiderstände.
Anders sieht es aus, wenn ein solcher Kleinwiderstand mit 0.25 W während
100 ms oder sogar 300 ms belastet wird, wie dies
Figure 7
zeigt. Da geht es um ein Einzelimpulsereignis. Die durchschnittliche
Erwärmung stellt sich bei einem kleinen Widerstand, während diesen
Zehntelsekunden ein. Die etwa halbe Impulsspannung von 40 V bei der etwa
halben Impulsdauer von 150 ms wirkt sich auf einen z.B. 1/4W-Widerstand
deutlich aus. Ein solcher 1/4W-Widerstand sollte deshalb nicht
wesentlich niedriger als 6.4 k-Ohm sein.
Welche Schutzmassnahmen bei der hier dargebotenen Schaltungen eingesetzt
werden, siehe in den folgenden Themen. Es folgt die Schaltung mit der
integrierten XOR-Version:
Betriebsspannung: Die digitalen CD40xxx- und funktionsidentischen
MC14xxx-IC-Familien in CMOS-Technologie erlauben eine maximale
Betriebsspannung von 15 VDC. Die Worstcase-Spannung (Absolute Maximum
Ratings) beträgt 18 VDC. Dazu kommt noch etwas, das man kaum in einem
Datenblatt liest: die Lebensdauer im oberen Bereich der Betriebsspannung
reduziert sich drastisch. Aus dieser Tatsache empfiehlt sich 12 VDC
nicht zu überschreiten. Man sollte, wenn möglich, mit der
Betriebsspannung auch nicht untertreiben, weil die Empfindlichkeit auf
Störtransienten steigt mit abnehmender Betriebsspannung steil an. Das
ist auch ein Grund weshalb CMOS-Schaltkreise deutlich weniger
störsensibel sind als die alten TTL-Schaltkreise. Zum Einsatz kommt ein
CMOS-IC mit vier XOR-Gatter mit je zwei Eingängen. Es ist der CD4070B
oder CD4030B.
Spannungsstabilisierung: Mit einer sehr einfachen
Spannungsstabiliserung mittels Widerstand R5 und Zenerdiode Z2 wird eine
Betriebsspannung +Ubz (z für Zenerdiode Z2) von knapp 7 VDC erzeugt. Es
fragt sich, warum 7 VDC und nicht 10 VDC (Datenblatt-Kondition). Wenn
Ubz = 10 VDC, beträgt die Spannungsdifferenz über R5 zwischen
Akku-Vollladung und Akku-Entladung zwischen 3.8 VDC und 1.7 VDC. Das ist
ein Faktor von 2.2. Wenn Ubz = 7 VDC, beträgt die Spannungsdifferenz
über R5 zwischen Akku-Vollladung und Akku-Entladung zwischen 6.8 VDC und
4.7 VDC. Das ist ein Faktor von nur 1.4. Damit hat man die bessere
Reserve in Richtung Akku-Tiefentladung und der Zenerstrom ändert sich
deutlich weniger. +Ubz mit 7 VDC ist dadurch stabiler. Die dafür etwas
schlechtere transiente Störimmunität spielt hier keine Rolle, da kein
sequentieller Schaltkreis (Flipflop, Counter, Register, etc.) im Einsatz
ist.
Überspannungsschutz: +Ubz für die CMOS-Schaltung und die LED mit
T1 werden mit der unidirektionalen
Transient Voltage Suppressor Diode
(TVS-Diode) Z1 mit einer Zenerspannung von 22 V geschützt. Zum Einsatz
kommt
P6KE22A
von Multicomp. P6KE22A ist leicht erhältlich bei Farnell (April-2016).
Die weiteren Details liest man im Kapitel "Diskrete XOR-Schaltung mit
BJTs" im Abschnitt "Schutzmassnahmen".
Figure 9 ist des negative Gegenstück mit der selben negativen
Impulsspannung und einer mittleren Impulsdauer von etwa 50 ms. Dies
interessiert aber nicht, weil die Kleinleistungsdiode D3 die negativen
Impulsspannungen sperrt. So auch die Impulsspannung mit -300 V gemäss
Figure 8 aus der weiter oben genannten
Test-Applicationnote.
Z1 mit P6KE22A hat eine Reverse-Recovery-Time von 2 µS. Die Flankenzeit
in Figure 3 und 4 betragen 1 µs. Figure 4 ist unkritisch, weil die
Impulsspannung positiv ist und deshalb die Stromrichtung durch R3
unverändert bleibt. Kritisch ist Figure 3, weil die Impulsspannung
negativ ist und deshalb die Stromrichtung umkehrt und deshalb die
Reverse-Recovery-Time von 2 µS von Z1 herausfordert. Dies hätte zur
Folge, dass D3 während der ersten Mikrosekunde die Impulsspannung von
-100 V nicht sperrt und deshalb etwa die halbe Impulsspannung von -50 V
erscheint. IC:A ist davon nicht gefährdet, weil bevor Z2 rückwärts als
Diode leitet, R1 mit C1 und C2 derart kurze Spannungsimpulse genügend
dämpft. Vor allem C2 ist wirksam bei steilen Flanken, weil C2 ein
Keramik-Kondensator (Kerko) ist mit praktisch keiner parasitären
Induktivität. Der Schaltkreis LED und T1 ist durch die
R6*C4-Zeitkonstante von 50 µs ausreichend geschützt.
BLL, BLR und ABL: Die drei gleichen RD-Netzwerke dienen dem Zweck
die drei HIHG-Pegels (Akkuspannung +Ub) für die XOR-Gatter-Eingänge auf
den Wert der IC-Betriebsspannung zu begrenzen. Die Akkuspannung +Ub
variiert zwischen 13.8 VDC und 11.4 VDC im Normalfall. Extremwerte
können höher (Überladung) und niedriger (Tiefentladung) sein.
Gleichgültig wie hoch +Ub ist, sie ist stets grösser als +Ubz. Mit einem
Spannungsteiler die Akkuspannung +Ub reduzieren, bringt nichts. Die
HIGH-Pegelspannung muss sich automatisch an die Ubz-Spannung anpassen
und dies funktioniert am Einfachsten, wenn eine zu hohe positive
Eingangsspannung mit einem Strom über R1 und D1 nach Z2 abgeleitet wird.
Eine negative Spannung wird über R1 und D2 mit einem negativen Strom
nach GND abgleitet. R1 ist mit 100 k-Ohm so gross, dass selbst eine
Überspannung von 300 V nur einen Strom von 3 mA bewirkt. Wichtig ist,
dass für R3 ein Widerstand zum Einsatz kommt, der geeignet ist für mehr
als 300 V, gemäss Figure 8 der
Test-Applicationnote.
Das selbe gilt auch für R3, der einzig dem Zweck dient, dass der
LOW-Pegel garantiert ist, wenn die Lampe defekt (durchgebrannt) und
ausgeschaltet ist am Schalter ABLS bzw. BLS. Wegen den
Überspannungsimpulsen sind die R3-Widerstände absichtlich mit 100 k-Ohm
hochohmig gewählt, damit man dafür nicht extra eine
TVS-Dioden-Schutzschaltung benötigt. Man muss dafür achten, dass die
Schaltkontakte sauber und frei sind von Feuchtigkeit, weil sonst bei
defekter Lampe der LOW-Pegel nicht sichergestellt wird, wenn wegen
feuchtem Schmutz zwischen den Kontakten es zur Stromleitung kommt. Dann
wirkt der Schmutzwiderstand mit R3 als Spannungsteiler. Bei intakter
Lampe geschieht dies nicht, weil der Glühfaden der Halogenbirne sehr
niederohmig ist. Ist die Sauberkeit schwierig einzuhalten, müssen die
R3-Widerstände reduziert und deren Leistungen erhöht werden. Dazu
konsultiere man die
Test-Applicationnote
mit Figure 8.
Die Verlustleistung von R1 und R3 bei -300 V (Figure 8) beträgt 0.9 W.
Dies jedoch nur während der sehr kurzen Dauer von 0.3 ms. Auf Grund der
Periode von 15 s, ist die Energie so niedrig, dass man ohne Weiteres ein
100-k-Widerstand mit 0.25 W eingesetzt werden kann. Ein Blick in die
Widerstands-Datenblätter zeigt allerdings, dass die zulässige
Maximalspannung bei 1/4W-Widerstände bei etwa 250 bis 300 V liegt.
Deshalb sollte man für R1 und R3 besser 1/2W-Widerstände einsetzen, die
eine höhere Spannungsfestigkeit haben.
C3 begrenzt allfällig steile Schaltflanken auf eine Zeitkonstante von
0.1ms (R1*C3). Diese Kapazität nicht unnötig erhöhen, weil er könnte
sonst während des Umschalten des Logikpegels am Ausgang des XOR-Gatter
hochfrequente Schwingungen erzeugen. C3 ist ein Kerko mit 1 nF. Betreffs
Nennspannung genügt natürlich ein niedriger Wert von z.B. ein 50-V-Typ,
weil die Spannung an diesem Knoten beträgt knapp 8 V (Ubz + U_D1).
Der Latchup-Effekt: Der CMOS-Eingang ist solange extrem
hochohmig, als die Eingangsspannung nicht die Werte von +Ubz über- und
GND unterschreitet. Für die Grenzwerte sind Über- und
Unterspannungswerte von in der Regel 0.5 V zulässig. Manchmal sind auch
0.3 V angegeben. Diese Werte kommen davon, dass oberhalb der
Basis-Emitter-Schwellenspannung eines BJT der Strom stark zunimmt, wenn
die Über- oder Unterspannung, nur noch ganz wenig zusätzlich erhöht
wird. Diesen Vorgang betrifft die parasitär kreuzgekoppelten
Transistoren, welche eine Thyristorfunktion bilden. Dieser parasitäre
Thyristor entsteht unvermeidlich beim CMOS-Herstellungsprozess. Oberhalb
eines bestimmten Basis-, bzw. Gate-Stromes, zündet dieser Thyristor und
schliesst die Betriebsspannung des IC kurz mit sofortiger Erhitzung und
Zerstörung. Mehr zu diesem Thema liest man im Elektronik-Minikurs
Der analoge Schalter II
im Kapitel "Der Latchup-Effekt". R2 verhindert diesen Latchup
wirksam. Die Spannung über R2 im eingangsseitigen Über-und
Unterspannungszustand beträgt bestenfalls nur etwa 0.2 bis 0.3 V und
dies dividiert durch 10 k-Ohm ergibt einen Gate-Eingangsstrom von
maximal 30 µA und dies reicht bei Weitem nicht für das Auslösen des
Latchup-Effektes. Dazu kommt, dass diese CMOS-ICs selbst einen internen
Schutz haben, wie man auf diesem Bild aus dem CD4001-NAND-Datenblatt
sieht:
Ro1 zwischen Do1 und Do2 erfüllt im Prinzip die selbe Aufgabe wie R2 in
Bild 2. Damit die interne Schutzschaltung die CMOS-Schaltung nicht
unnötig verlangsamt, muss man annehmen, dass Ro1 relativ niederohmig
ist. Will man auf Nummer Sicher gehen, und die Logikschaltung dient nur
langsamen Schaltvorgängen, empfiehlt sich eine zusätzliche
Eingangs-Schutzschaltung. Deshalb hat es die drei oben beschriebenen
RD-Netzwerke, welche hochohmig dimensioniert sind, um die CMOS-Schaltung
mit wenig Zusatzaufwand wirksam zu schützen.
Stromverbrauch der CMOS-Schaltung und BJT T1: Den Zenerstrom
durch Z2 kann man grosszügig wählen. Er sollte jedoch nicht weniger als
etwa 1 mA betragen, weil sonst die Spannungsstabilität schlechter wird. 5
mA ist für eine klein Zenerdiode mit niedriger Zenerspannung ein
vernünftiger Wert. Die Zenerverlustleistung beträgt nur 35 mW bei etwa 7
VDC, die bei einer 0.5W-Zenerdiode keine nennenswerte Erwärmung
verursacht. Zum Einsatz empfiehlt sich z.B. die Zenerdiode
BZX55-V6V8.
In diesem Datenblatt zeigt sich der Unterschied betreffs des dynamischen
Widerstandes signifikant. Bei einem Zenerstrom von 1 mA beträgt er
weniger als 150 Ohm und bei 5 mA sind es weniger als 8 Ohm. Darum die
bessere Spannungsstabilität bei 5 mA in Funktion kleiner Stromänderungen.
Der Stromverbrauch einer digitalen CMOS-Logikschaltung im statischen
Zustand, d.h. im Ruhezustand der logischen Pegel, ohne Strombelastung an
den Ausgängen, ist praktisch Null, ausser ein extrem niedriger
(parasitärer) Ruhestrom von maximal etwa 1 µA bei einer Temperatur von
25 ºC. Beim sehr kurzzeitigen Umschalten des Logikpegels am Ausgang
fliesst ebenso sehr kurzzeitig ein höherer Strom. Dieser Stromimpuls
liefert der Kerko C2. Kerkos haben im Vergleich zu Elkos keine
nennenswerten parasitären Induktivitäten, wenn man die Anschlüsse kurz
hält zum IC oder gleich SMD-Versionen einsetzt. Dieser Stromimpuls ist
dafür verantwortlich, dass mit zunehmender Taktfrequenz der
Betriebsstrom zunimmt. Hier spielt das keine Rolle.
In der Schaltung in Bild 2 zieht das CMOS-IC allerdings ein Strom, wenn
IC:A2 am Ausgang auf HIGH ist. Der Basisstrom von etwa 0.2 mA zum
Darlington T1 ist logischerweise der selbe Strom der die
Betriebsspannung von Z2 an Pin 14 liefern muss. Siehe diesen
Zusammenhang mit mit der punktierten Linie zwischen dem kleinen Pfeil
mit I und dem kleinen Pfeil mit Ib.
Warum für T1 ein Darlington oder MOSFET?: Wenn man eine hoch
effziente LED verwendet, die schon bei 5 mA genügend hell leuchtet,
genügt ein einfacher NPN-Transistor für T1. Zwecks Sättigung von Uce im
Schaltbetrieb, darf bei diesem niedrigen Kollektorstrom, die
Stromverstärkung 20 bis maximal 30 betragen. Bei 20 ergibt dies ein
Basisstrom von 0.25 mA. Das kann der HIGH-Pegel am CMOS-Ausgang
problemlos liefern. Bei einem Kollektorstrom von 20 mA, empfiehlt es
sich diese Stromverstärkung auf 10 limitieren. Dies auch im Hinblick auf
kalte Witterung beim Aussenbetrieb (Motorrad). Dies verlangt ein
Basisstrom von 2 mA und das überfordert den CMOS-Ausgang bei einer
Betriebsspannung von 7 VDC. Durch den Einsatz des Darlington BC517 kann
man eine Stromverstärkung von 100 (auch 500 wenn es nhötig wäre)
problemlos zulassen. Da muss der CMOS-Ausgang auch nur 0.2 mA liefern.
Alternativ dazu kann man für T1 den Kleinleistungs-MOSFET BS170
einsetzen, der spannungsgesteuert ist. R4 könnte man weglassen. Es
empfiehlt sich allerdings ein Widerstand mit mindestens 100 Ohm oder
besser 1 k-Ohm, weil dieser vermeidet Oszillationen wärend der Ein- und
Ausschaltflanke des T1-Drainstromes. Dazu muss R4 in der Nähe von T1
verlötet werden. Man kann auch, weil ein langsamer Schaltvorgang, auch
den 27k-Widerstand einsetzen.
Ergänzungen zum XOR-Gatter: Die beiden XOR-Gatter IC:A3 und IC:A4
werden nicht benötigt. Es ist wichtig, dass die Eingänge entweder mit
GND oder mit +Ubz (+7V) verbunden sind. Offene CMOS-Eingänge sind derart
extrem hochohmig, dass die Eingangsspannung sich nach dem momentan
wirksamen örtlichen E-Feld orientiert. Dies bringt die Ausgangsstufe des
Gatters in einen undefinierten Zustand, der dazu führen kann, dass
solche Gatter erheblichen Strom von der Speisung ziehen. Diese Regel
gilt für jeden Schaltungsdesign mit CMOS-Schaltungen!
IC:A1 muss nicht zwingend ein XOR-Gatter sein, weil durch den
BLS-Umschalter (linker oder rechter Blinker) immer nur ein Eingang des
Gatter (IC:A1) auf HIGH sein kann. Da es jedoch für die Funktion des
IC:A2 die XOR-Funktion braucht und ein Quad-IC stets vier gleiche Gatter
enthält, ist IC:A1 eben auch ein XOR-Gatter. Für den Einsatz eignen sich
CD4030B
oder
CD4070B.
Diskrete XOR-Schaltung mit BJTs
Wie funktioniert's?: Teilbild 3.1 zeigt es. Die beiden
Blinksignale BLL und BLR sind mit D1 und D2 logisch OR-verknüpft zu BL.
BL und ABL (Abblendlicht) werden mit der diskreten XOR-Schaltung
verknüpft, die zur Hauptsache aus den vier Transistoren (BJT) T1 bis T4
besteht. Der Ausgang dieser XOR-Schaltung ist dann logisch HIGH, wenn
die LED leuchtet, also entweder ein Kollektorstrom von T2 oder T3
fliesst. Dies ist dann gegeben wenn BL oder ABL auf HIGH liegt. Nur dann
leuchtet die LED.
Ist BL und ABL auf LOW, ist die Sache einfach, an T2 oder T3 fliesst
kein Basis- und somit auch kein Kollektorstrom. Die LED bleibt dunkel
(LOW). Wenn BL und ABL auf HIGH sind, dann fliesst von BL über R5 in T4
ein Basisstrom. Der resultierende T4-Kollektorstrom zieht die Basis von
T3 auf GND. HIGH an ABL hat keine Wirkung auf die Basis von T3. Der
T3-Kollektor bleibt stromlos. Das selbe gilt für T2. Der HIGH-Pegel an
ABL erzeugt über R4 in T1 ein Basisstrom. Der resultierende
T1-Kollektorstrom zieht die Basis von T2 auf GND. HIGH an BL hat keine
Wirkung auf die Basis von T2. Der T2-Kollektor bleibt ebenfalls
stromlos. Die LED leuchtet nicht. Damit ist die XOR-Funktion erfüllt.
Die Basis-Vorwiderstände R3 und R6 von T2 und T3 betragen 6.8 k-OHm.
Damit liegt der T2-, bzw T3-Basisstrom mit 12 VDC (+Ub) bei etwa 1.5 mA.
Bei einem LED-Strom von etwa 20 mA, ergibt dies eine Stromverstärkung
von 14. Das ist ein zulässiger Wert für die Kollektor-Emitter-Sättigung
von T2 oder T3 auch bei relativ niedrigen Temperaturen. Für T1 und T4
reicht ein Basisstrom von weniger als 100 µA. Der T1- oder
T4-Verstärkungsfaktor beträgt ein Faktor 15. R4 und R5 sind dann 100
k-OHm. Wir verzichten jedoch, wenn es geht, auf hohe R-Werte und wählen
22 k-Ohm.
Jetzt noch die Widerstände R2 und R8. In Bild 2 haben wir an dieser
Stelle R3-Werte mit 100 k-Ohm. Dies, damit der Widerstand den
-300V-Impulstest sicher aushält, weil dort hat man auf Sperrdioden
(1N4007) verzichtet. Allerdings mit dem deutlichen Hinweis, dass die
Schaltkontakte unbedingt trocken und schmutzfrei gehalten werden müssen.
Hier in dieser diskreten Schaltung habe ich für R2 und R8 ebenfalls 6.8
k-Ohm vorgesehen. Wegen D1, D2 und D4 gibt es nur positive
Überspannungsimpulse. Kritisch ist eigentlich der Testimpuls
Figure 7 mit einer
mittleren Impulsspannung von 40 V und einer Impulsdauer von etwa 150 ms.
Die Verlustleistung während dieser kurzen Dauer beträgt 0.24 W. Es
eignen sich also 1/4W-Widerstände. Die andern positiven Testimpulse
haben deutlich kürzere Impulszeiten mit hohem Tastgrad, die keine
nennenswerte Erwärmung verursachen.
XOR-Logik-Diagramme: Teilbilder 3.2 und 3.3 sind eine
Wiederholung aus Bild 1, jedoch mit zusätzlichen Anpassungen an die
Schaltung in Teilbild 3.1. Teilbild 3.2 enthält, dort wo es Blinksignale
sind, Impulssymbole anstelle von Logikpegeln. So sieht man deutlicher,
wenn das Abblendlicht (ABL) eingeschaltet ist, blinkt die LED invers zur
Blinklampe (BLL oder BLR). Bei diesem Diagramm ist der XOR-Ausgang mit
LED die mittlere Spalte und nicht die rechte, wie üblich und auch in
Teilbild 1.4. Damit entspricht die Reihenfolge von BL, LED, ABL der in
Teilbild 3.1. Teilbild 3.3 entspricht dem Teilbild 1.1. Es zeigt das
XOR-Logikdiagramm im Zeitbereich mit den möglichen Schaltzuständen von
Abblendlicht und Blinker.
Schutzmassnahmen: Dafür zuständig sind, neben der bereits
bekannten TVS-Diode, die vier Kleinleistungs-Dioden 1N4007 (D1 bis D4).
Dass diese einen Strom von 1 A ertragen, hat hier keine Bedeutung, wohl
aber, dass sie eine Sperrspannung 1000 V beträgt. In dieser jetzt
bereits bekannten
Test-Applicationnote
gibt es den Test in Figur 8 mit einer Impulsspannung von -300 V. Da
könnte man zur Sperrung dieser Spannung gerade so gut 1N4004 mit 400 V
oder 1N4005 mit 600 V einsetzen. Das funktioniert auch, aber der
Preisunterschied ist so klein, dass man ebenso 1N4007 mit etwas mehr
Sicherheit einsetzen kann. Das selbe empfehle ich auch stets, wenn man
mit Einzeldioden im 230-VAC-Bereich eine Gleichrichterschaltung
realisieren will.
Dioden von diesem Typ haben eine nicht besonders niedrige
Reverse-Recovery-Time (2 µs) wie Kleinsignaldioden des Typs 1N914 oder
1N4148 mit 4 bis 8 ns. Deshalb befinden sich zwischen den Basen und
Emitter (GND) von T1 bis T4 genau solche Kleinsignaldioden. Diese
verhindern wirksam eine negativ hohe Basisspannung im µs-Bereich, die
u.U. schädlich sein kann. Dazu die Datenblattinfos zur Diodenserie
1N400x
und zur Kleinsignaldiode
1N914,
identisch mit 1N4148.
Jetzt noch der LED-Schutz. Auch hier hat es mit D3 eine 1N4007-Diode,
damit nur die positiven Testimpulse mit weniger hohen Spannungen wirken
können. Kritisch ist ebenfalls der Testimpuls
Figure 7
mit einer mittleren Impulsspannung von 40 V und einer Impulsdauer von
etwa 150 ms. Beim Auftreten dieser Impulsspannung begrenzt Z1 die
Spannung auf 22 V. Diese Z1-Spannung minus der LED-Spannung von knapp 2
V, geteilt durch R1, ergibt einen LED-Stromimpuls von etwa 43 mA. Das
ist völlig unproblematisch. Der mittlere Stromfluss durch R7 zu Z1
während 150 ms beträgt etwa 260 mA. Dies ergibt einen Leistungsimpuls an
R7 von 4.7 W während diesen 150 ms. Ein 2-Watt-Widerstand reicht
dafür aus. An der ZVS-Diode Z1 entsteht während der selben Impulsdauer
eine etwa gleich grosse Leistung von 5.7W. Das Diagramm
"Peak-Pulse-Power-Rating Curve" im Datenblatt des
P6KE22A
zeigt bei 10 ms (Einzelimpuls) eine maximale Leistung 280 W. Die Kurve
nach unten endet bei 10 ms. Nimmt man das Mass des Leistungsquotienten
zwischen 10 µs und 150 µs (6 kW / 1.5 kW) und extrapoliert dies in den
Bereich zwischen 10 ms und 150 ms wäre noch eine Impulsleitung von 70 W
zulässig. Dazu kommt noch, dass dies sich auf eine Chiptemperatur von
von 25 ºC bezieht. Das stimmt allerdings nicht, weil bei dieser doch
relativ langen Impulsdauer von 150 ms der Chip sich erwärmt. Daher ist
eine lineare Extrapolation unrealistisch. Da aber das Verhältnis vom
linear extrapolierten Wert von 70 W zur wirklichen Leistung von 5.7 W
ziemlich gross ist, darf man davon ausgehen, dass die ZVS-Diode Z1
diesen Leistungsimpuls erträgt. Getestet habe ich dies nicht!
Selbstgebaute Elektronik in Mopeds, Motorräder oder Autos
Das Gesetz! Ich weiss nicht was hier von Gesetzes wegen erlaubt
ist und was nicht. Da wird es je nach Nation auch Unterschiede geben.
Ich kann mir vorstellen, dass eine solche zusätzliche LED-Anzeige
erlaubt ist, wobei es auch da noch sicherheitsbedingte Auflagen geben
könnte. Vielleicht eine zusätzliche Feinsicherung für +Ub. Ganz sicher
ist es, dass man an einer Zündanlage keine Veränderungen vornehmen darf,
als gekaufte und speziell geprüfte Elektronik einzubauen. Um sicher zu
sein, sollte man vor dem Start der Realisierung sich erst zur
Gesetzeslage genau informieren.
Andere Anwendungen: Für die Schaltungen in den Bildern 2 und 3
gibt es vielleicht noch andere Anwendungsmöglichkeiten, wobei dann sehr
wahrscheinlich auf die massiven Schutzmassnahmen vor Überspannungen
verzichtet werden kann. Eine diskrete XOR-Logikschaltung mit
Transistoren (Bild 3) dürfte immer dann interessant sein, wenn fast nur
diese Logikfunktion bei höheren Betriebsspannungen zum Einsatz kommt.
Z.B. bei einer sehr gebräuchlichen 24-VDC-Anlage. Sobald eine
aufwändigere Logik mit weiteren digitalen und evtl. auch analogen
Schaltkreisen und einer XOR-Funktion zum Einsatz kommen, dann lohnt sich
die integrierte Gesamtlösung mit einer passenden Spannungsregelung.
Thomas Schaerer, 16.04.2016